一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器

袁義生，胡盼安，伍群芳

(華東交通大學電氣學院，江西南昌330013)

一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器

袁義生，胡盼安，伍群芳

(華東交通大學電氣學院，江西南昌330013)

提出一種Flyback變換器與Boost變換器相結(jié)合的非隔離型高增益直流變換器。該變換器中的Flyback變換器變壓器原邊電感和Boost變換器電感共用，F(xiàn)lyback變換器的開關管和Boost變換器開關管共用，F(xiàn)lyback變換器的輸出和Boost變換器的輸出串聯(lián)，變壓器漏感能量能夠回饋到Boost變換器的輸出，從而獲得高增益高效率特性。電路具有結(jié)構簡單、開關器件電壓應力減少的優(yōu)點。詳細分析了拓撲工作原理、電壓增益與效率特性。制作了一臺100kHz開關頻率/80W負載/24V輸入/200V輸出的實驗樣機，樣機在輕載下可達到91.6%的效率，實驗波形驗證了理論分析的正確性。

反激變換器;Boost變換器;高增益;組合變換器

1 引言

在小功率的光伏或燃料電池發(fā)電系統(tǒng)［1-3］中，因為電池電壓很低，通常需要電壓增益高達10倍以上的直流變換器將其升壓后經(jīng)逆變器輸出。由于系統(tǒng)輸入功率有限，使得變換器的工作效率尤其重要，因此適合中小功率的高增益高效率的直流變換器研究成為關鍵問題。經(jīng)典Boost變換器要實現(xiàn)高電壓增益需寬占空比導通，然而寬占空比導通、高壓輸出下二極管反向恢復會造成嚴重的開關損耗及電磁干擾等問題;高匝比的反激變換器可以實現(xiàn)高電壓增益，但在低壓輸入高壓輸出的場合原邊匝數(shù)少，漏感大，需箝位電路限制開關器件電壓應力，能量不能高效地傳輸。

針對傳統(tǒng)變換器應用在新能源低壓供電系統(tǒng)中的問題，國內(nèi)外學者提出了多種高增益變換器［4-12］。傳統(tǒng)耦合電感變換器可提高電壓增益，但帶來電壓應力和效率等問題。文獻［7］通過耦合電感疊加在Boost變換器的輸出以提高電壓增益，而且其開關管漏源電壓等級保持不變，但其輸入電流斷續(xù)需并聯(lián)大電容濾波。文獻［8-12］針對耦合電感Boost變換器電壓應力問題提出有源箝位、交錯并聯(lián)等方法，可以有效限制開關管電壓應力，利用漏感能量實現(xiàn)高增益高效率變換，但電路結(jié)構和控制變得復雜，可靠性降低［13］。

文獻［14，15］提出Boost與Flyback相結(jié)合的變換器(Boost-Flyback Converter，BFC)，相當于Flyback變換器變壓器原邊電感和Boost變換器電感共用。本文在單路BFC的基礎上結(jié)合文獻［16］提出的減少能量重復傳遞的思想，即部分輸入功率通過旁路直接到輸出，提出一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器。該變換器保留了傳統(tǒng)Flyback變換器器件數(shù)目少、電路結(jié)構簡單的優(yōu)點，與文獻［14］所提變換器一樣都采用傳統(tǒng)PWM控制調(diào)節(jié)輸出電壓，但本文所提變換器電壓增益和效率更高。文獻［15］采用兩路交錯BFC可以得到較高電壓增益的變換器，該變換器在斷續(xù)電流模式(Discontinued Current Mode，DCM)下采用變頻控制可以實現(xiàn)開關管零電壓開通，使得工作效率更高，但開關管零電壓開通的實現(xiàn)要求變換器工作在DCM模式，這使得其在小功率的場合應用復雜化，且輸出電壓不可調(diào)節(jié)。

本文所提變換器將輸入電壓串聯(lián)到輸出電壓，既可以減小功率器件的尺寸又可以提高電壓增益，在利用漏感能量的同時減少開關電壓應力，提升電路效率。變換器有連續(xù)電流模式(Continued Current Mode，CCM)與斷續(xù)電流模式兩種工作模式，本文詳細分析了CCM模式下變換器的工作過程和性能，對比CCM與DCM兩種模式并得到電路的外特性方程和曲線，然后用實驗驗證理論的正確性。

2 拓撲結(jié)構與工作模態(tài)分析

2.1 拓撲結(jié)構

Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器拓撲結(jié)構如圖1所示。變壓器原副邊繞組匝數(shù)為Np與Ns，原邊勵磁電感和勵磁電流為Lm與im，原邊漏感和原邊電流為Lk與ip;開關管Q輸出電容為Cs，漏源電壓為uds;Flyback變換器輸出整流管為D1、電容為C1，流經(jīng)電流分別為iD1與iC1;Boost變換器輸出整流管為D2、電容為C2，流經(jīng)電流分別為iD2與iC2;輸入電壓、電流為Uin與iin;輸出電壓、電流為Uo與Io。

圖1 Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器Fig．1Non-isolated Flyback-Boost DC-DC converter with high gains

2.2 工作原理及模態(tài)分析

穩(wěn)態(tài)分析前，先作如下假設:①系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)狀態(tài)，變換器工作于CCM模式;②輸出電容C1、C2和C3足夠大，輸出電壓Uo與輸出功率Po為固定值，輸入電壓Uin在允許范圍內(nèi)變化;③開關周期為T，占空比為D;④開關管與二極管均為理想器件，導通壓降為0。

在此前提下變換器一個開關周期T內(nèi)有7個工作模態(tài)，主要工作波形及主要模態(tài)工作電路示意圖分別如圖2和圖3所示。

圖2 主要波形示意圖Fig．2Main operation waveforms

(1)模態(tài)1［t0～t1］:等效電路如圖3(a)所示。t0時刻之前，開關管Q關斷，iD1減小但不為零;t0時刻，開關管Q導通，由于勵磁電感和漏感的存在，D1繼續(xù)導通，此階段加在漏感Lk上的電壓為uC1/n+ Uin，即:

勵磁電流im等于原邊電流ip與副邊折射到原邊的電流niD1之和，即:

由式(1)～式(3)得到iD1的表達式:

經(jīng)Δt1之后，即t1時刻iD1下降到零，二極管D1反向截止，勵磁電流下降到最小值im(min)，此模態(tài)結(jié)束，由式(4)可得:

圖3 主要模態(tài)等效電路Fig．3Equivalent circuits of main operation stages

(2)模態(tài)2［t1～t2］:此階段勵磁電流和原邊電流相等，且在輸入電壓Uin的作用下線性增加，到t2時刻，開關管Q關斷，im由最小值im(min)上升到最大值im(max)，變化量為Δim1，即:

(3)模態(tài)3［t2～t3］:t2時刻，開關管Q關斷，勵磁電流im和原邊電流ip對開關管輸出電容Cs充電，uds上升。

(4)模態(tài)4［t3～t4］:t3時刻之后，uds滿足n(uds－Uin)＞uC1，輸出二極管D1導通，勵磁電感通過D1將能量傳遞至電容C1，此階段uds繼續(xù)上升。

(5)模態(tài)5［t4～t5］:等效電路如圖3(b)所示。t4時刻，uds＞uC2+Uin，二極管D2導通，漏源電壓uds箝位為uC2+Uin，原邊電流開始迅速轉(zhuǎn)移到D2支路上，經(jīng)很短的時間到t5時刻，原邊電流全部轉(zhuǎn)移到D2支路，iD2上升至最大值。

(6)模態(tài)6［t5～t6］:忽略勵磁電流與原邊電流對開關管輸出電容Cs充電時間和能量，認為t5時刻im與ip峰值相等，ip在電壓uC1/n－uC2的作用下線性下降，而im則繼續(xù)通過D1將能量傳遞到副邊，在電壓uC1/n的作用下線性下降，有:

經(jīng)Δt2，即t6時刻iD2下降到零，漏感能量全部釋放完畢，二極管D2自然關斷，不引起反向恢復問題，而iD1上升至最大值im(t6)/n，由式(10)可得:

聯(lián)立式(8)、式(12)和式(13)可得:

(7)模態(tài)7［t6～t7］:等效電路如圖3(c)所示。t6時刻，開關管漏源電壓被箝位在uC1/n+Uin，而勵磁電感Lm繼續(xù)按照式(11)傳遞能量，直到t7時刻，開關管Q重新導通，則有:

在t7時刻之后，勵磁電流再經(jīng)Δt1下降達到最小值，變化量為Δim2，有:

在穩(wěn)定狀態(tài)下，Δim1=Δim2，聯(lián)立式(8)和式(17)可得:

3 性能分析

性能分析前，進一步假定:①輸入電流iin平均值為Iin，電容電流iC1、iC2的平均值為IC1、IC2;②開關關斷的時間內(nèi)，iD1、iD2的平均值分別為ID1、ID2;③穩(wěn)態(tài)狀況下電容C1和C2放電電流相等。

3.1 下降時間

穩(wěn)態(tài)狀況下電容C1和C2放電電流相等，因此，通過D1和D2傳遞給C1和C2的電荷在一個周期內(nèi)也應相同，用QC1(in)、QC2(in)和QC1(out)、QC2(out)分別代表一個周期內(nèi)電容C1和C2充放電電荷，則有:

聯(lián)立式(5)、式(12)、式(15)、式(19)與式(20)可得到Δt1與Io、Δt1與Δt2關系式，見式(21)和式(22)，Δt1與Io、Δt2與Io的關系曲線如圖4所示。

3.2 電壓增益

為了簡化分析，下文均忽略漏感Lk的影響。在開關管Q開通期間內(nèi)，有如下關系式:

圖4 Δt1、Δt2與Io關系曲線Fig．4Relationship of Δt1and Io，Δt2and Io

在開關管Q關斷期間內(nèi)，有如下關系式:

由式(24)可得:

穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，根據(jù)安秒平衡原理，一個開關周期內(nèi)，流過電容C1和C2的電流平均值為零，于是有:

由式(26)可得:

穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，根據(jù)伏秒平衡原理，一個開關周期內(nèi)，勵磁電感存儲的能量等于釋放的能量，則有:

可得電壓增益:

傳統(tǒng)反激變換器電壓增益:

從電壓增益關系式來看，改進后的電路等效于勵磁電感為Lm的反激變換器、電感值為Lk的Boost變換器與輸入電壓在輸出端的串聯(lián)，圖5給出了n =6.8時本文所提變換器與傳統(tǒng)反激變換器電壓增

圖5 電壓增益曲線Fig．5Curves of voltage gain

益與占空比的關系曲線。

3.3 工作效率

Flyback-Boost變換器效率

傳統(tǒng)反激變換器效率

由式(32)可得到UoIo表達式，將其代入式(31)，且0＜η＜1，0＜ηf＜1，有:

3.4 CCM模式臨界條件

上述分析都是基于電路工作在CCM模式，假設反激部分效率為1，iD1、im平均值為ID1與Im，則

電路工作在CCM模式，勵磁電流需滿足:

臨界電流表達式:

當D=0.5時，Ioc有最大值Iocm:

于是，式(36)可寫成:

3.5 DCM模式及其與CCM模式比較

DCM模式下D1的電流波形如圖2中i'D1，其由峰值下降到零的時間為tf。同理，按照上文推導過程可得電路的外特性方程:

外特性方程簡化為:

外特性曲線如圖6所示，圖中虛線是臨界曲線，由式(38)所描述，虛線左側(cè)為DCM區(qū)域，右側(cè)為CCM區(qū)域?？梢钥闯鲭娐饭ぷ髟贒CM模式比CCM模式電壓增益更高，但在DCM區(qū)域特性剛度很差，負載電流變化時所引起占空比調(diào)節(jié)范圍很大，因此DCM只能用在負載變化很小的小功率場合。由于DCM模式電壓增益高于CCM模式，從式(33)可以看出，在DCM模式下效率也相對CCM模式要高一些。

圖6 電路的外特性曲線Fig．6External characteristic curves of circuit

4 實驗驗證

在實驗室試制了一臺額定功率80W的樣機。實際輸入電壓20～30V(額定24V)，額定輸出電壓200V;開關管Q:IRFP250N;D1、D2:MUR860;C1=C2=C3=47μF;變壓器磁芯EER28，原邊勵磁電感Lm=119.2μH，原邊漏感Lk=2.4μH，匝比n=6.8;開關頻率100kHz。

滿載情況下得到的主要實驗波形如圖7和圖8所示。圖7(a)為開關管Q的驅(qū)動波形ugs、漏源電壓uds以及原邊電流ip。圖7(b)為原邊電流ip、反激輸出二極管D1電流iD1及Boost輸出二極管D2電流iD2。圖8為輸入電壓Uin、輸出電壓Uo、輸出電流Io及漏源電壓uds?？梢钥闯?，增加的二極管D2有效地箝位了漏源電壓，提高了電壓增益，并且在開關關斷之前電流iD2自然下降到零，不引起反向恢復問題。實驗波形與理論分析完全一致，驗證了理論分析的正確性。

圖7 驅(qū)動電壓ugs，漏源電壓uds，原邊電流ip，二極管電流iD1、iD2實驗波形Fig．7Experimental waveforms of ugs，uds，ip，iD1and iD2

圖8 輸出電壓Uo，輸出電流Io，輸入電壓Uin，漏源電壓uds實驗波形Fig．8Experimental waveforms of Uo，Io，Uinand uds

額定輸入電壓下變換器的效率測試曲線如圖9所示。從效率測試曲線可知，變換器由輕載到滿載均達到了91%以上的效率，半載下效率達到了最高點(92.3%)。

圖9 效率曲線Fig．9 Efficiency curve

5 結(jié)論

提出一種Flyback-Boost非隔離型高增益直流變換器，通過增加一個電流自然到零的二極管構成Flyback與Boost相結(jié)合的變換器;該變換器具有電路結(jié)構簡單、電壓應力小、高增益高效率等優(yōu)點，非常適合用于中小功率的光伏或燃料電池發(fā)電系統(tǒng)作為前級升壓電路。詳細分析了電路的工作過程，實驗波形與理論分析吻合。

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Non-isolated Flyback-Boost converter with high gains

YUAN Yi-sheng，HU Pan-an，WU Qun-fang
(College of Electrical and Electronics Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China)

A non-isolated converter with high gains consisting of a Flyback converter and a Boost converter is proposed．The Flyback converter and the Boost converter share a power switch and an inductor．The output of the Flyback converter is in series with the output of the Boost converter．The energy of leakage inductance of the transformer of the Flyback converter can feedback into the output of the Boost converter．The proposed converter can achieve high gains and high efficiency．Its advantages include simple construction and reduced voltage stress of power switch．The theory is analyzed，and the characteristic of voltage gains is derived．One prototype with 100kHz switching frequency，80W rated load，24V input voltage and 200V output voltage，is tested．Its efficiency reaches 91.6%under 15W，and the test waveforms verify the theoretical analysis．

Flyback converter;Boost converter;high voltage gains;combined converter

TM46

A

1003-3076(2014)11-0013-07

2013-03-23

國家自然科學基金(51467005)、江西省自然科學基金(20142BAB206025)、江西省專利技術研發(fā)引導與產(chǎn)業(yè)化示范(20133BBM26077)資助項目

袁義生(1974-)，男，江西籍，副教授，博士，研究方向為電力電子系統(tǒng)及控制技術;胡盼安(1989-)，男，湖南籍，碩士研究生，研究方向為電力電子及電力傳動。