張麟兮， 羅虎存， 高 萌， 尹 超

(西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院 西安 710129)

引 言

微帶反射陣天線結(jié)合了拋物面天線和微帶陣列天線二者的優(yōu)勢，具有高增益、低剖面、低成本、易攜帶、易集成和易共形等優(yōu)點，已在衛(wèi)星通信和太空遙感等遠距離無線傳輸系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用[1]。微帶反射陣天線由空間饋源和反射陣組成，空間饋源發(fā)出的電磁波到達反射陣平面上，調(diào)節(jié)陣面上每個陣元的反射波相位，使所有陣元的反射波在指定方向上同相疊加，從而在此方向上實現(xiàn)高增益。對于微帶反射陣元，常見的相位補償方案有改變陣元形狀、尺寸、旋轉(zhuǎn)角度和對陣元直接加載不同長度的微帶開路線等，這些方案設(shè)計簡單，但是單元帶寬窄[1，2]，且相位補償量不可電調(diào)。微帶反射陣的窄帶特性有以下兩方面原因:①不同空間路徑下的相位頻率偏移;②輻射單元的窄帶特性。前者對帶寬的影響比較小，通過擴大焦徑比可以降低其影響[3];至于后者，可采用寬帶特性的單元來增加帶寬，如采用新型寬帶單元[3～5]和縫隙耦合堆疊結(jié)構(gòu)[6]，采用實時延遲線TTD(True Time Delay)相位補償方案也可以提高天線輻射帶寬[6，7]。目前，對波束可重構(gòu)天線[8]的研究已成為熱點。在國外，一些學(xué)者已經(jīng)開始了對反射陣天線相位電可控的研究，例如給延遲線之間接入MEMS開關(guān)，通過控制開關(guān)的通斷實現(xiàn)對回波相位的控制[9]，或給延遲線Line枝節(jié)終端加載單個變?nèi)莨埽ㄟ^調(diào)節(jié)反偏電壓來改變相移量，實現(xiàn)陣元相位的電可控[10]，達到反射陣波束可重構(gòu)的目的。然而回波相位曲線的斜率較高，相移量較小，成為變?nèi)莨芗虞d反射陣單元的主要問題，目前還沒有較好的解決方案。

本文首先介紹了縫隙耦合微帶反射陣單元的工作原理，以及各參數(shù)對其性能的影響。然后，對TTD枝節(jié)終端加載變?nèi)荻O管SMV2019(反偏電壓從0V逐漸增大到20V時，電容值從2.2pF降低到0.2pF)，實現(xiàn)了單元回波相位曲線斜率和相移量的電可控;通過調(diào)節(jié)反偏電壓，可使回波相位曲線的斜率和相移量得到一定的改善，具有一定的工程應(yīng)用價值。最后，分析了加載變?nèi)莨芎?，頻率對相位曲線的影響。

1 縫隙耦合微帶反射陣單元結(jié)構(gòu)分析

圖1 縫隙耦合微帶反射陣單元結(jié)構(gòu)圖

縫隙耦合微帶反射陣單元由四部分構(gòu)成:輻射貼片、開縫的接地板、TTD線和金屬反射板，它們之間由不同的基板支撐。由空間饋源發(fā)出的電磁波到達貼片(Patch)表面，產(chǎn)生感應(yīng)電流，通過地平面上的縫隙(Slot)電耦合至地平面下方的微帶傳輸線，沿線傳輸，到達終端后被反射，再次經(jīng)過縫隙耦合給貼片，并以原極化方式輻射出去。反射陣單元結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1(a)中，介質(zhì)板1主要起支撐作用，它的厚度一般為λ/4(λ為中心頻率處的介質(zhì)波長)，相對介電常數(shù)比較小。介質(zhì)板2影響微帶線(TTD)的性能，降低其厚度可減小寄生輻射，但會增加損耗，通常取折中值0.01λ ～0.02λ，相對介電常數(shù)取2～10。介質(zhì)板3對天線的輻射性能和耦合強度都有影響:①其厚度影響著耦合強度和帶寬，增加厚度，帶寬會隨之增加，但耦合強度會降低;②其相對介電常數(shù)對天線的帶寬和效率都有影響，減小相對介電常數(shù)，天線的阻抗帶寬會增加，同時表面波激勵有所減弱，效率得到了提高。介質(zhì)板4將貼片與外部環(huán)境隔離開，以保護貼片，由于它會增大天線的有效介電常數(shù)，因此對天線的諧振頻率和帶寬也有一定的影響。圖1(b)中，矩形貼片(Patch)的尺寸決定了單元諧振頻率，耦合縫隙的尺寸決定著阻抗匹配的效果，耦合強度主要取決于縫隙的長度YSlot和寬度XSlot，其中縫隙的長度作用最大，耦合強度直接影響著匹配效果，決定著整個陣列能否正常工作。地平面下方的TTD線由固定枝節(jié)(Stub)和可變枝節(jié)(Line)兩部分組成:①固定枝節(jié)的終端開路，長度小于λ/4，以調(diào)節(jié)縫隙耦合過程中過多的感抗;②可變枝節(jié)的終端開路，長度可變，以調(diào)節(jié)相移量，當(dāng)匹配較好時，相移量與可變枝節(jié)長度成正比，理論上，采取縫隙耦合方式后，可變枝節(jié)的長度可以無限延長，所以它的相移量可以無限擴大;TTD線的寬度決定著其特性阻抗和耦合強度，一定程度上，較細的TTD線耦合強度更大。介質(zhì)板1下方的金屬反射板，可以消除單元的后向輻射，降低能量損耗[11]。

2 仿真分析

2.1 TTD線加載變?nèi)荻O管

變?nèi)荻O管是一種可變電抗電路元件，其PN結(jié)的結(jié)電容(勢壘電容)隨反偏電壓的變化而變化。實驗表明，變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容CJ(VR)與外加反向偏置電壓VR的關(guān)系為

其中，CJ0是VR=0時變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容，VJ是PN結(jié)的勢壘電壓，為常數(shù)，由變?nèi)莨艿陌雽?dǎo)體材料決定，M為變?nèi)荻O管的指數(shù)。實際中，變?nèi)荻O管的等效電路并不僅僅是一個電容，如圖2(a)所示。CJ為結(jié)電容，D為二極管，RS為串聯(lián)電阻，LS為引線電感，CP為封裝電容。變?nèi)荻O管是一種非線性元件，其結(jié)電容與反偏電壓之間呈非線性關(guān)系。利用ADS軟件對變?nèi)荻O管SMV2019[12]進行建模仿真，其結(jié)電容隨反偏電壓變化的曲線如圖2(b)所示，在0～20V的偏壓范圍內(nèi)，電容值約從2.2pF減小到了0.2pF。

在縫隙耦合微帶反射陣單元中，移相網(wǎng)絡(luò)屬于核心部分，為了實現(xiàn)單元回波相位曲線斜率和相移量的電可控，在TTD兩個枝節(jié)的終端加載變?nèi)荻O管，其等效模型如圖3所示。在Stub和Line枝節(jié)的終端加載變?nèi)莨埽藭r整個移相網(wǎng)絡(luò)可等效為一端口反射型模擬移相器，通過調(diào)節(jié)兩個變?nèi)莨艿碾娙?，可調(diào)控回波相位曲線。

圖2 變?nèi)荻O管等效電路和結(jié)電容曲線

2.2 陣元建模仿真分析

依據(jù)互易定理，電磁波由微帶線經(jīng)縫隙耦合至上方貼片和由上方貼片經(jīng)縫隙耦合至微帶線的過程等效[6]。因此，可通過設(shè)計一個縫隙耦合微帶天線，來設(shè)計縫隙耦合微帶反射陣單元。使用HFSS和ADS建立圖1加載變?nèi)莨苤蟮哪Ｐ?，變?nèi)荻O管采用 Skyworks公司的SMV2019，基于等效波導(dǎo)法原理[13]進行仿真分析。表1為模型各部分的參數(shù)，饋源為沿X軸極化的平面波，工作頻率為 10.4GHz。

圖3 TTD線加載變?nèi)莨艿牡刃Ｐ?/p>

表1 模型部分結(jié)構(gòu)的參數(shù)

2.3 仿真結(jié)果及分析

改變Stub枝節(jié)長度，可以調(diào)節(jié)耦合枝節(jié)的電抗[7]，從而調(diào)節(jié)回波相位曲線的斜率。一般情況下固定Stub枝節(jié)，調(diào)節(jié)Line枝節(jié)長度可有效地調(diào)節(jié)回波的相移量。圖4給出在未加載兩個變?nèi)莨艿那闆r下，當(dāng)XStub=1.7mm，XLine從0.7mm 增大到8.5mm 時，在9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz三個頻點處，模型 S11的相位和幅度隨 Line枝節(jié)長度的變化曲線。結(jié)果顯示，在 XLine從0.7mm增大到8.5mm的過程中，在9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz三個頻點上，S11的相移量分別為 298°、313°、335°，S11的相位近似與 XLine成正比，幅度均優(yōu)于-0.2dB。然而，該情況下單元回波相位曲線斜率和相移量不可電調(diào)，因此不能用于波束可重構(gòu)反射陣的設(shè)計。

圖5給出了只在Stub枝節(jié)終端加載變?nèi)莨?時，模型S11的相位和幅度隨XLine的變化曲線，XStub=1.7 mm，工作頻率為10.4GHz。結(jié)果顯示，在XLine從0.7mm增大到8.5 mm的過程中，C1(變?nèi)莨?的電容值)對模型S11相位曲線斜率的影響比較明顯，而對相移量的影響可忽略，都近似等于290°。C1分別取0.2pF、0.3pF、0.4pF 時，三條曲線的斜率逐漸增大，當(dāng) C1為0.2pF 時，相位曲線的斜率較平緩，S11的幅度優(yōu)于-0.9dB，適合于反射陣的設(shè)計。

圖4 不同頻率時，S11的相位和幅度隨XLine的變化曲線

圖5 工作頻率10.4GHz、加載變?nèi)莨?時，S11的相位和幅度隨XLine的變化曲線

圖6 為在Stub、Line枝節(jié)分別加載變?nèi)莨?、2后，模型S11的相位隨C2(變?nèi)莨?的電容值)的變化曲線，XLine=8.5mm，XStub=1.7mm，工作頻率為10.4GHz。結(jié)果顯示，在 C2從0.2pF 增大到2.2pF 的過程中，相移量逐漸增大，C1對模型S11相位曲線斜率的影響比較明顯，而對相移量的影響可忽略(都約為145°)。

綜上，在TTD枝節(jié)終端加載變?nèi)莨?，通過控制反偏電壓改變其電容值，進而改變TTD枝節(jié)終端電抗(類似于枝節(jié)長度的虛擬變化)，可實現(xiàn)單元回波相位曲線斜率和相移量的電可調(diào)。Stub枝節(jié)的變?nèi)莨茈娙葜悼烧{(diào)節(jié)回波相位曲線的斜率，Line枝節(jié)的變?nèi)莨茈娙葜悼烧{(diào)節(jié)回波相位曲線的相移量。在設(shè)計過程中，當(dāng)單元尺寸確定后，通過調(diào)節(jié)兩個變?nèi)莨艿碾娙葜祦碚{(diào)節(jié)相位曲線的斜率，得到一個斜率較小、相移量較大的相位曲線。然而，在加載變?nèi)莨軐崿F(xiàn)回波相位電可控的同時，單元特性會有所下降:①受變?nèi)莨茏陨硖匦缘南拗?，加載變?nèi)莨軙r的相移量理論上達不到一個周期;②由于諧振等原因，能量損耗會有所增加;③加載變?nèi)莨芎?，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，增大了工程實現(xiàn)的難度。

圖7、圖8分別給出了圖5、圖6兩種情況下，頻率對相位曲線的影響。在圖7中，XStub=1.7mm，C1為 0.3pF，XLine從 0.7mm 增大到8.5mm，頻率分別取 9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz。可見，在10.9GHz處由于失配造成模型S11的幅度有所減小。在圖8中，XStub=1.7mm，C1為0.3pF，C2從 0.2pF 增大到 2.2pF，頻率分別取 9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz?？梢?，由于失配等原因，導(dǎo)致在 9.9GHz和10.9GHz處，模型S11的幅度都有所減小。

圖6 工作頻率10.4GHz、加載變?nèi)莨?、2時，S11的相位和幅度隨C2的變化曲線

圖7 加載變?nèi)莨?后，頻率對S11相位和幅度的影響曲線

圖8 加載變?nèi)莨?、2后，頻率對S11相位和幅度的影響曲線

由圖7、圖8可知，對縫隙耦合微帶反射陣單元加載變?nèi)莨?，在工作頻率處可以實現(xiàn)回波相位曲線斜率和相移量的電可控，但是由于諧振和阻抗失配等原因，在一定程度上會縮窄反射陣單元的帶寬。

3 結(jié)束語

通過對TTD線的終端加載變?nèi)荻O管，利用電磁仿真軟件HFSS和ADS，實現(xiàn)了縫隙耦合微帶反射陣單元回波相位曲線斜率和相移量的電可控。仿真結(jié)果表明，加載在Stub枝節(jié)的變?nèi)莨芸烧{(diào)節(jié)回波相位曲線的斜率，加載在Line枝節(jié)的變?nèi)莨芸烧{(diào)節(jié)回波相位曲線的相移量。但是，加載變?nèi)莨茉谝欢ǔ潭壬蠒s窄反射陣單元的帶寬。

[1]Huang J，Encinar J A.Refectarray Antennas[M].New York:John Wiley＆ Sons Inc，2008.

[2]Kumar G，Ray K P.Broadband Microstrip Antennas[M].Boston:Artech House Publishers，2003.

[3]尚濟勇，高萬明，豆棟梁，肖博宇.一種新型單層寬帶微帶反射陣天線設(shè)計[J].微波學(xué)報，2012，28(1):33～37.

[4]豆棟梁，張廣求，劉起坤，肖博宇.新型寬頻帶微帶反射陣單元相位特性研究[J].微波學(xué)報，2011，27(1):48～51.

[5]王智斌，萬國賓，鄭文泉.一種雙層微帶反射陣天線單元設(shè)計及應(yīng)用[J].遙測遙控，2013，34(2):63～67+71.

[6]肖博宇，張廣求，豆棟梁，尚濟勇.寬帶縫隙堆疊貼片微帶反射陣天線的研究[J].微波學(xué)報，2011，27(5):19～22.

[7]Carrasco E，Barba M，Encinar J A.Reflectarray Element Based on Aperture-coupled Patches with Slots and Lines of Variable Length[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2007，55(3):820～825.

[8]張鐵峰，丁 君，郭陳江.唯相位控制的波束可重構(gòu)與波束掃描[J].遙測遙控，2013，34(1):39～43.

[9]Carrasco E，Barba M，Reig B，et al.Characterization of a Reflectarray Gathered Element with Electronic Control Using Ohmic RF MEMS and Patches Aperture-coupled to a Delay Line[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2012，60(9):4190～4201.

[10]Venneri F，Costano S，Massa G D.Design and Validation of a Reconfigurable Single Varactor-tuned Reflectarray[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2013，61(2):635～645.

[11]Pozar D M.A Review of Aperture Coupled Microstrip Antenna:History，Operation，Development，and Applications[M].Microwave Online System Company，1996.

[12]張 洋，劉 強.KA波段模擬移相器的仿真設(shè)計[J].無線電工程，2011，41(4):62～64.

[13]徐海鵬，李家胤，李 浩.雙層微帶反射陣單元特性研究[J].微波學(xué)報，2010，(S2):165～168.