趙 輝，徐紅波

（上海貝爾股份有限公司 上海 201206）

在采用集中供電的二次電源系統(tǒng)中，板卡插入主機(jī)時(shí)，主機(jī)已經(jīng)處于穩(wěn)定的工作狀態(tài)，所有容性負(fù)載均已充電。待插的板卡是不帶電的，板卡上的容性負(fù)載沒有充電，在熱插入過程中，待插板卡上的電容瞬間充電。充電過程將在插入的瞬間從系統(tǒng)電源吸納大量的電流，導(dǎo)致系統(tǒng)電壓瞬間跌落，影響其他板卡的正常運(yùn)行。另外，在電源線接觸的瞬間，系統(tǒng)電源的輸出電阻和待插板卡的電容組成RC充電通道，由于電源的輸出電阻很小，浪涌電流非常大。在拔出板卡的過程中，板卡上的旁路電容放電，和背板之間形成一個(gè)低阻通道，也會(huì)產(chǎn)生瞬間大電流。浪涌電流攜帶大量的能量，會(huì)毀壞接口器件、連接器和金屬連線。為了防止上述情況發(fā)生，需要對電源系統(tǒng)進(jìn)行必要的保護(hù)性設(shè)計(jì)[1]。

解決帶電插拔不利影響的根本措施是減少浪涌電流，浪涌電流是由于待插板卡的容性負(fù)載在上電瞬間充電引起的。由公式I=Cdv/dt可知，上電時(shí)間直接決定了浪涌電流的大小。在一般的帶電插拔過程中，充電電壓相當(dāng)于一個(gè)階躍激勵(lì)，dv/dt極大。我們知道在采用RC充電回路中，電容的充電時(shí)間可以簡單地通過改變R和C值來設(shè)定，如果利用這個(gè)漸變的電壓控制一個(gè)在一定電壓下導(dǎo)通的開關(guān)MOSFET[2-3]，就可以緩慢導(dǎo)通二次電源，非常有效地減少浪涌電流的值，從而最大程度地減少帶電插拔帶來的負(fù)面影響。

公司網(wǎng)絡(luò)、數(shù)據(jù)及無線基站產(chǎn)品各單板基本都應(yīng)用了由N溝道MOSFET加分立元件組成的緩啟動(dòng)電路來減少直流-48 V上電的浪涌電流。由于該MOSFET在單板上不僅用來實(shí)現(xiàn)-48 V緩啟動(dòng)功能，在某些單板也是遠(yuǎn)程控制上下電的關(guān)鍵器件。一旦MOSFET失效，單板-48 V電源輸出就出現(xiàn)故障，更無法實(shí)現(xiàn)緩啟動(dòng)功能和遠(yuǎn)程控制功能，將嚴(yán)重影響產(chǎn)品單板的正常運(yùn)行?？梢姡琈OSFET在單板緩啟動(dòng)電路中起到了舉足輕重的作用，科學(xué)分析MOSFET特性，深入了解其導(dǎo)通特性，減少M(fèi)OSFET的損壞就是整個(gè)熱插拔緩啟動(dòng)電路的關(guān)鍵。

1 MOSFET在開關(guān)應(yīng)用過程中的問題

公司網(wǎng)絡(luò)、數(shù)據(jù)及無線基站產(chǎn)品各單板都采用通過簡單的改變RC充電回路中R和C值，產(chǎn)生一個(gè)漸變的電壓控制一個(gè)在一定電壓下導(dǎo)通的開關(guān)MOSFET，來導(dǎo)通輸入直流-48V電壓進(jìn)而減少熱插拔過程的浪涌電流。但是因?yàn)閷τ贛OSFET本身內(nèi)部結(jié)構(gòu)、開關(guān)過程和損耗了解不全面，造成了大批MOSFET失效的案例。筆者通過對公司各產(chǎn)品直流-48V緩啟動(dòng)電路MOSFET失效情況分析和統(tǒng)計(jì)發(fā)現(xiàn)，MOSFET的失效在公司各產(chǎn)品事業(yè)部都有發(fā)生，失效問題數(shù)量比較多，但失效原因卻比較單一，都是由于短時(shí)過功率燒毀[4]。失效案例中同時(shí)也提出了改善對策，需要我們改進(jìn)目前-48 V DC緩啟動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)減少M(fèi)OSFET開關(guān)過程的損耗，避免MOSFET失效問題的再次發(fā)生。

2 MOSFET的開關(guān)損耗

由于造成MOSFET失效的原因大多都是由于開關(guān)過程損耗過大導(dǎo)致的過功率燒毀。究竟MOSFET的開關(guān)損耗是如何產(chǎn)生的，在MOSFET導(dǎo)通的哪一階段產(chǎn)生，跟什么因素有關(guān)？這個(gè)必須從MOSFET本身的寄生柵極電荷、極間電容入手，通過對MOSFET寄生電荷和MOSFET的開關(guān)過程來分析開關(guān)損耗產(chǎn)生的因素及其原因。

2.1 柵極電荷QG

在MOSFET中，柵極電荷決定于柵極氧化層的厚度及其它與裸片布線有關(guān)的物理參數(shù)，它可以表示為驅(qū)動(dòng)電流值與開通時(shí)間之積或柵極電容值與柵極電壓之積。現(xiàn)在大部分MOS管的柵極電荷QG值從幾十納庫侖到一、兩百納庫侖。

如圖1是柵極電壓和柵極電荷之間的關(guān)系，從中可以看到柵極電荷的非線性特性。這條曲線的斜率可用來估計(jì)柵極電容Cgs的數(shù)值。曲線的第一段是線性的，QGS是使柵極電壓從0升到門限值所需電荷，此時(shí)漏極電流出現(xiàn)，漏極電壓開始下降；此段柵極電容Cgs就是Cgs。曲線的第二段是水平的，柵極到漏極電荷QGD是漏極電壓下降時(shí)克服“Miller”效應(yīng)所需電荷，所以柵極到漏極電荷QGD也稱為“Miller”電荷。此時(shí)柵極電壓不變、柵極電荷積聚而漏極電壓急聚下降。這一段的柵極電容是Cgs加上Cgd的影響 (通常稱為Miller效應(yīng))。

圖1 UGS與柵極電荷的關(guān)系Fig.1 UGSVs gate-charge

通過觀察柵極電壓UGS和柵極電荷QG之間的關(guān)系可以看出，寄生的柵極電荷QG值雖然很小，但是在MOSFET管導(dǎo)通過程中可分為明顯的3個(gè)階段；同時(shí)，由于受柵極到漏極電荷QGD即“Miller”電荷的影響使柵極電荷產(chǎn)生了非線性特性，也影響了柵極電壓UGS的線性升高。

2.2 MOSFET的極間電容

MOSFET其內(nèi)部極間電容主要有Cgs、Cgd和Cds。并且Cgs>>Cds>>Cgd。其中Cgs為柵源電容、Cgd為柵漏電容，它們是由Mos結(jié)構(gòu)的絕緣層形成的；Cds為漏源電容，由PN結(jié)構(gòu)成。MOSFET極間電容等效電路如圖2所示[5]。

MOSFET管的極間電容柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs、漏源電容Cds可以由以下公式確定：

公式中Ciss、Coss、和Crss分別是MOSFET管的輸入電容、輸出電容和反饋電容。它們的數(shù)值可以在MOS管的手冊上查到。

圖2 MOSFET的極間電容Fig.2 Capacitor parasitics of MOSFET

通過觀察MOSFET極間電容和寄生柵極電荷QG，可以看到，MOSFET極間電容是由其導(dǎo)電溝道結(jié)構(gòu)及工藝決定，固有的。由于存在反饋電容及柵極到漏極電荷QGD，QGD的大部分用來減小 UDS從關(guān)斷電壓到 UGS(th)產(chǎn)生的“Miller”效應(yīng)[6]，此時(shí)Vds尚未達(dá)到Vsat。對曲線水平段所對應(yīng)的電容Cgs充電所花費(fèi)的時(shí)間越長，Vgs維持在一個(gè)恒定電壓上的時(shí)間也就越長，MOSFET達(dá)到飽和狀態(tài)所需的時(shí)間也就越長。這種情況相應(yīng)的MOSFET的能量損耗也越大，產(chǎn)生的熱量越多、效率越低。

2.3 MOSFET的導(dǎo)通過程

MOSFET極間電容是影響開關(guān)時(shí)間的主要因素。由于受極間電容的影響，MOSFET的導(dǎo)通過程可分為如下幾個(gè)階段(如圖4所示)。

1)t0～t1期間：驅(qū)動(dòng)電壓從零上升，經(jīng)rG對圖3 MOSFET等效結(jié)構(gòu)中G端輸入電容Ciss充電，電壓按虛線上升（開路脈沖），Ciss越小，則電壓上升的越快；

2)t1～t2期間：t1瞬時(shí)，MOS管的柵源電壓達(dá)到開啟電壓UGS(th),漏極電流開始上升；由于漏源等效的輸出電容Coss會(huì)對MOSFET容性放電，漏極電流ID上升，漏源電壓下降；同時(shí)受反饋電容Crss的影響G驅(qū)動(dòng)電壓Vgs的上升速率特別平緩，（低于開路脈沖）；

3)t2～t3期間：t2瞬間，漏極電流ID已經(jīng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)幅值，但Coss的電壓尚大，電流還會(huì)上沖；

4)t3～t4期間：t3瞬時(shí)，Coss在漏極峰值電流放電下，漏極電壓迅速下降，受反饋電容Crss的影響G驅(qū)動(dòng)電壓略有回落，維持漏極電流所需的驅(qū)動(dòng)電壓值，保持平衡；

5)t4之后：t4瞬時(shí)，Coss的電荷放完，漏源電壓近似為零，并保持不變；反饋消失。Vgs升高到開路脈沖，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通期。

圖3 MOS管等效結(jié)構(gòu)Fig.3 Equivalent circuit of MOSFET

圖4 MOS管導(dǎo)通過程Fig.4 Turn-on process of MOSFET

由此MOSFET開通過程可看，漏極電流在QG波形的QGD階段出現(xiàn)，由于受極間電容的影響，VDS電壓失去了線性的過程，所以一方面在漏極電流出現(xiàn)的過程，該段漏極電壓依然很高，漏極電流上升的速度是漏極電壓下降速度的幾倍，這就造成了MOSFET管功率損耗的增加。另一方面開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，由于受受“Miller”電荷的影響，電容Cgs充電需花費(fèi)較長時(shí)間，Vgs長時(shí)間上升速率特別平緩，（低于開路脈沖），這種情況造成MOSFET的損耗很大并產(chǎn)生大量熱量、降低了開關(guān)效率；

3 損耗來源

通過對MOSFET特性的分析可以看出，MOSFET并不是單純的電壓控制器件。它的開啟和開關(guān)速度與電流有關(guān)，它取決于驅(qū)動(dòng)電路是否能夠在它需要時(shí)提供足夠的電流，使電容Cgs快速充電。由于在第二段時(shí)，受“Miller”電荷及極間電容的影響，電容充電需要較長時(shí)間，造成MOSFET管開關(guān)損耗增加，產(chǎn)生大量的熱量。同時(shí)由于VDS電壓失去了線性的過程，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)漏極電流上升的速度是漏極電壓下降速度的幾倍，這將造成功率損耗增加。在這整個(gè)過程中，MOSFET的開關(guān)損耗和功率損耗都增加，這就很容易造成MOSFET的燒毀。

所以在第二段迫切要求柵極驅(qū)動(dòng)能夠提供足夠的電流，在短時(shí)間內(nèi)為第二段曲線對應(yīng)的柵極電容Cgs充電，使MOSFET迅速地開啟。同時(shí)，要提供一個(gè)合理的Vgs最佳平臺(tái)電壓（也就是總的QG），在此過程控制VDS電壓的線性度，使電流的變化和漏極電壓變化率相等，減少功率損耗。

利用MOSFET管及分立器件實(shí)現(xiàn)-48 V電源緩啟動(dòng)需要優(yōu)化電路設(shè)計(jì)，既要提供柵極電流，又要控制好漏源電壓的線性度，從而控制漏極沖擊電流，以減少M(fèi)OSFET的損耗。

4 結(jié)論

文章闡述了MOSFET本身的寄生柵極電荷和極間電容，深入分解了MOSFET導(dǎo)通的5個(gè)階段，通過對MOSFET開關(guān)特性的分析指出了MOSFET導(dǎo)通過程開關(guān)損耗的來源，為直流-48 V電源緩啟動(dòng)電路設(shè)計(jì)的優(yōu)化提供了技術(shù)依據(jù)。

[1]劉家欣，肖大雛，姜?jiǎng)?帶電插拔技術(shù)建模分析[J].電子世界,2004(3):56-57.

[2]王水平，孫珂，王禾.開關(guān)電源原理與應(yīng)用設(shè)計(jì)[M].北京：人民郵電出版社，2012.

[3]周志敏.功率場效應(yīng)晶體管MOSFET（二）[J].電源世界，2005(5):58-61.

[4]劉松，張龍，王飛，等.開關(guān)電源中功率MOSFET管損壞模式及分析[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2013(3):24-26.

[5]陳宗祥，束林，劉雁飛，等.基于電流源驅(qū)動(dòng)的MOSFET管損耗模型及分析[J].電子自動(dòng)化設(shè)備,2010(10):50-53.

[6]Mike,Speed,Jo.利用屏蔽柵極功率MOSFET技術(shù)降低傳導(dǎo)和開關(guān)損耗[J].今日電子,2011(4):38-39.