王久和 張巧杰 宋志宏

單向混合三相電壓型整流器技術(shù)

王久和1張巧杰1宋志宏2

（1. 北京信息科技大學(xué)自動化學(xué)院 北京 100192 2. 機(jī)械工業(yè)信息研究院 北京 100037）

為滿足工業(yè)對整流器的綜合性能要求，尤其是對效率、功率密度的要求，國外學(xué)者開始了單向混合三相電壓型整流器（UHTPVSR）的研究。為促進(jìn)UHTPVSR的研究，本文對國外不同類型的UHTPVSR進(jìn)行了分析，指出了存在的諸多不足，提出了應(yīng)該解決的關(guān)鍵問題，為我國進(jìn)行UHTPVSR研究作為參考。

混合整流器 電流畸變 功率合理分配 綜合性能

1 引言

在電力電子器件定額有限的情況下，為增大電力電子裝置的容量，一種方法是采用器件串聯(lián)或并聯(lián)的形式滿足高電壓或大電流的要求，這就需均壓或均流控制措施；另一種方法是采用同結(jié)構(gòu)同工作模式的裝置串或并聯(lián)為一負(fù)載供電。由于每個器件或裝置必須均分所帶的負(fù)載且電壓或電流也必須均分，一旦不均分就會造成器件或裝置損壞。為克服上述問題，提高電力電子裝置的可靠性、效率、功率密度等，本世紀(jì)初國外學(xué)者提出了單向混合三相整流器的概念。混合三相整流器有三種類型，一是由串聯(lián)APF（active power filter）和并聯(lián)PF（passive filter）組成的三相混合整流器[1]；二是由開關(guān)電流注入裝置組成的三相混合整流器[2]；三是由兩個不同結(jié)構(gòu)和工作頻率整流器組成。對于類型一需大容量的無源器件，并對直流電壓無控制作用；類型二在三相電源電壓出現(xiàn)輕微不平衡就會降低混合整流器的可靠性；因此，國外學(xué)者主要研究類型三。類型三的單向混合三相電壓型整流器（Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier, UHTPVSR）是由工作在不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作頻率的整流器A、B并聯(lián)組成，共為同一負(fù)載供電，如圖1所示。整流器A、B的輸入電流合成為與電網(wǎng)電壓同步的正弦電流。整流器A一般由三相二極管橋整流器和Boost型DC-DC變換器組成單開關(guān)三相整流器（Single Switch Three Phase Rectifier，SSTPR），負(fù)擔(dān)大部分負(fù)載功率；整流器B為工作于高頻的三相電壓型PWM整流器（Three Phase Voltage Source PWM Rectifier，TPVSPWMR），負(fù)擔(dān)小部分負(fù)載功率[3]；同時，由于負(fù)載功率由原來的一個整流器變?yōu)閮蓚€整流器負(fù)擔(dān)，可減少器件定額和損失，進(jìn)而提高效率和功率密度。因此，UHTPVSR可獲得期望的綜合性能，成為新的研究熱點(diǎn)。

圖1 UHTPVSR的組成Fig.1 Composition of UHTPVSR

UHTPVSR在國內(nèi)尚未開始系統(tǒng)的研究，為促進(jìn)國內(nèi)UHTPVSR的研究，本文對國外不同類型的UHTPVSR結(jié)構(gòu)、電流畸變、功率分配、綜合性能及控制策略進(jìn)行了分析，指出了存在的不足和應(yīng)解決的關(guān)鍵問題。

2 國外UHTPVSR類型

2.1SSTPR和單向兩電平TPVSPWMR組成的UHTPVSR

由SSTPR和TPVSPWMR并聯(lián)形成的HTPUVSR是目前國外研究的主要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。為實(shí)現(xiàn)SSTPR和TPVSPWMR流入負(fù)載電流與流回電流相等，將Boost型DC-DC變換器的電感器和二極管上下對稱設(shè)置。SSTPR（整流器A）與兩電平單向Y開關(guān)PWM型整流器（整流器B）組成的UHTPVSR[4-5]如圖2a所示；SSTPR功率為Pd，兩電平單向Y開關(guān)PWM型整流器功率為Pa，負(fù)載功率為Po，要求Pd/Po＜0.522或Pa/Po＞0.488，若不滿足上述功率分配關(guān)系，合成的交流電流就會出現(xiàn)較大的畸變；采用直流電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)。SSTPR（整流器A）與兩電平單向△開關(guān)PWM型整流器（整流器B）組成的UHTPVSR[6-7]如圖2b所示，功率分配要求為Pd/Po＞0.43。

文獻(xiàn)[7]通過對SSTPR和三相兩電平△開關(guān)PWM型整流器組成的HTPUVSR的綜合性能進(jìn)行了仿真分析和5kW樣機(jī)實(shí)驗(yàn)研究，結(jié)果表明，混合整流器具有魯棒性好、高效率、結(jié)構(gòu)簡單、低交流電流諧波、高功率因數(shù)及總芯片面積小的特點(diǎn)。

圖2 SSTPR和兩電平單向開關(guān)PWM整流器組成的HTPUVSRFig.2 HTPUVSR composed by SSTPR and two level unidirectional PWM rectifier

2.2SSTPR和單向三電平TPVSPWMR組成的UHTPVSR

SSTPR和單向三電平T型整流器組成的UHTPVSR[7-8]如圖3a所示，若以o為參考點(diǎn)，以a相為例，當(dāng)Sa關(guān)斷時，電流為正時ura為高電平uC1，電流為負(fù)時ura為低電平-uC2，當(dāng)Sa導(dǎo)通時，ura為0。由于Vienna型整流器除具有優(yōu)點(diǎn)（低的開關(guān)頻率數(shù)、高效率、低電壓應(yīng)力）外，具有功率密度高、輸入電流正弦化、電壓不平衡及缺相條件下仍然可以工作、電感體積小等優(yōu)點(diǎn)[9]，則Vienna型整流器用作TPVSPWMR。SSTPR和六開關(guān)Vienna型整流器組成的UHTPVSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3b所示。

圖3 SSTPR和單向三電平TPVSPWMR組成的UHTPVSRFig.3 UHTPVSR composed by SSTPR and three level unidirectional TPVSPWMR

國外對基于Vienna型整流器的UHTPVSR處于初步研究階段，無實(shí)驗(yàn)樣機(jī)研制成功；文獻(xiàn)[7]通過對采用Vienna型整流器組成UHTPVSR進(jìn)行了初步研究，結(jié)果表明在相同的頻率下混合Vienna型整流器具有最高的效率。由于Vienna型整流器結(jié)構(gòu)的特殊性，國內(nèi)外學(xué)者主要集中在控制策略研究上[7,10-11]；上述文獻(xiàn)的控制策略采用PI控制器、單周期控制方案、反饋線性化控制器，從不同角度提高了Vienna型整流器控制性能，但沒有全面提高整流器控制性能。

2.3SSTPR和兩電平雙向TPVSPWMR組成的UHTPVSR

當(dāng)整流器B由兩電平雙向六開關(guān)PWM整流器實(shí)現(xiàn)時，UHTPVSR的功率可正可負(fù)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[12]如圖4所示。由于整流器B采用電壓型PWM整流器，其輸入電流可與輸入電壓反向，在任意功率分配的情況下可獲得高功率因數(shù)，也不受整流器A和整流器B的波形限制。若整流器A負(fù)擔(dān)全部負(fù)載功率，混合整流器工作于并聯(lián)型有源電力濾波器，能夠補(bǔ)償電流諧波，并在高功率因數(shù)情況下運(yùn)行。

圖4 SSTPR和兩電平雙向TPVSPWMR組成的UHTPVSRFig.4 UHTPVSR composed by SSTPR and two-level bidirectional TPVSPWMR

2.4TPVSR和單相單開關(guān)電壓型PWM整流器組成的UHTPVSR

為實(shí)現(xiàn)更靈活的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，國外學(xué)者利用三相電壓型整流器（Three Phase Voltage Source Rectifier, TPVSR）A與三個單相單開關(guān)電壓型PWM整流器（整流器B）組成UHTPVSR[13-14]如圖5所示。文獻(xiàn)[13]提出的UHTPVSR可獲得接近1的功率因數(shù)，且并聯(lián)的單相單開關(guān)電壓型PWM整流器功率僅是總功率的一部分；因此，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)適于大功率場合。文獻(xiàn)[14]建立了UHTPVSR的數(shù)學(xué)模型，并基于TPVSR與三個單相單開關(guān)電壓型PWM整流器輸入電流的平均值確定功率分配比；為減少UHTPVSR的交流電流諧波及電源電壓跌落時穿越能力，在TPVSR與負(fù)載之間增加一級Boost型DC-DC變換器。

圖5 TPVSR和單相單開關(guān)電壓型PWM整流器組成的UHTPVSRFig.5 UHTPVSR composed by TPVSR and single phasesingle switch voltage source PWM rectifier

3 國外UHTPVSR技術(shù)現(xiàn)狀

3.1UHTPVSR電流波形

現(xiàn)有的國外UHTPVSR中，無論是那種類型，UHTPVSR的期望電流iar（以a相為例，下同）、整流器A期望輸入電流idar、整流器B期望輸入電流iaar及SSTPR中二極管整流橋直流側(cè)期望電流idr有兩種情況[4-7]:①整流器A中a相輸入電流為矩形波，如圖6a所示；②整流器A中a相輸入電流為脈動波，如圖6b所示；無論哪種情況均滿足iar=idar+iaar，且功率pa=uaiar＞0，保證功率單向流動。

3.2UHTPVSR功率分配

對于圖6a所示電流波形，經(jīng)分析[7]可得

式中，Pd為整流器A功率；Pa為整流器B功率；Po為UHTPVSR輸出功率。

圖6 UHTPVSR期望輸入電流iar、idar及iaarFig.6 Desired input current iar, idarand iaarof UHTPVSR

按式（1）進(jìn)行的負(fù)載功率分配由增益k1和k2保證，k1和k2滿足

式中，k1為整流器A功率分配增益；k2為整流器B功率分配增益。

對于圖6b所示電流波形，經(jīng)分析[7]可得

按式（3）進(jìn)行的負(fù)載功率分配由增益k1和k2保證，k1和k2滿足

比較式（1）和式（3）可知，圖6b所示電流波形對應(yīng)Pd比圖6a所示電流波形對應(yīng)的Pd大，增大了整流器A的功率，其原因是期間的idar大所致。

3.3UHTPVSR控制結(jié)構(gòu)

UHTPVSR控制結(jié)構(gòu)一般采用直流電壓外環(huán)、電流（idc）內(nèi)環(huán)控制方案[7,15-16]和采用PR控制器的多環(huán)控制結(jié)構(gòu)[17]。Boost型DC-DC變換器控制結(jié)構(gòu)均采用圖7所示的結(jié)構(gòu)，采用直流電壓外環(huán)，電壓控制器Gu(s)為整流器A和B共用，其輸出uD，電流內(nèi)環(huán)期望值idr=k2kmuDupn，電流期望值波形如圖6b所示，圖中uDCR為輸出電壓期望值，k2為整流器A功率分配系數(shù)，km為整流器A直流側(cè)電壓增益；電流內(nèi)環(huán)控制器為Gi(s)。

圖7 Boost型DC/DC變換器控制結(jié)構(gòu)Fig.7 Control structure of Boost DC-DC converter

整流器B根據(jù)其結(jié)構(gòu)不同，控制結(jié)構(gòu)也不同。對于整流器B采用兩電平單向△開關(guān)PWM整流器控制結(jié)構(gòu)如圖8a所示，內(nèi)環(huán)電流期望值ijr=g1uj（j=a,b,c），g1為參考電導(dǎo)，由電壓控制器Gu(s)輸出uD和功率分配系數(shù)k1確定；內(nèi)環(huán)電流控制器為Gj(s)（j=a,b,c）?？刂破鱃j(s)的輸出連同電源電壓前饋信號一起產(chǎn)生所需的變換器相電壓信號；隨后，把相電壓信號轉(zhuǎn)換成線電壓信號。為提高△開關(guān)PWM整流器的效率，PWM信號由來自電源電壓的鉗位信號的引導(dǎo)。導(dǎo)致的鉗位作用遍布所有的60°空間矢量扇區(qū)，如下表所示，表中“1”表示相應(yīng)的有源開關(guān)導(dǎo)通，“0”表示相應(yīng)的有源開關(guān)關(guān)斷，PWM表示晶體管由電流控制器調(diào)制。

表 具有鉗位作用的△開關(guān)PWM信號Tab. Delta-switch PWM signals with the required clamping actions

對于采用單向三電平T型整流器和六開關(guān)Vienna型整流器控制結(jié)構(gòu)如圖8b所示。與圖8a不同的是前饋三次諧波信號和中性點(diǎn)電壓平衡控制加到主控制環(huán)中，并利用兩個獨(dú)立的PWM信號控制開關(guān)器件，其調(diào)制策略在電源電壓正、負(fù)半周期內(nèi)自然地包括鉗位作用。

圖8 整流器B控制結(jié)構(gòu)Fig.8 Control structure of rectifier B

3.4UHTPVSR性能

UHTPVSR的性能體現(xiàn)在效率高、芯片面積小、功率密度及可靠性高。對于Po=10kW，電源電壓有效值U=230V，頻率為50Hz，UDC=800V；英飛凌IGBTs600-VIKW30N60T和1200-VIKW25T120。在5～50kHz開關(guān)頻率情況下不同整流器半導(dǎo)體效率比較如圖9所示，混合整流器效率高，非混合整流器效率低，混合Vienna整流器（見圖3b）效率最高，△開關(guān)PWM整流器效率最低。由于混合整流器效率高、加之器件定額體積小、散熱器小及器件的合理布置，功率密度會增高。圖10示出了不同整流器所用芯片面積比較，由圖可以看出，開關(guān)頻率越高，整流器所需的總芯片面積就越大；在相同開關(guān)頻率，混合整流器的芯片面積小于非混合整流器所需芯片面積?；旌险髌鲗?dǎo)致器件數(shù)及其外部電路（如IGBT驅(qū)動器）數(shù)增加；然而，對于高頻情況下，半導(dǎo)體的總造價明顯變低。

圖9 不同整流器半導(dǎo)體效率比較Fig.9 Pure semiconductor efficiency comparison between the different rectifiers

圖10 不同整流器芯片面積比較Fig.10 Chip area comparison between the different rectifiers

4 國外UHTPVSR存在的問題

經(jīng)對國外有關(guān)UHTPVSR文獻(xiàn)的分析和研究，認(rèn)為現(xiàn)行UHTPVSR有如下問題。

4.1UHTPVSR輸入電流畸變問題

UHTPVSR輸入電流為整流器A和整流器B的輸入電流合成，如以a相為例，期望電流為iar=idar+iaar，如圖6所示。由于idar出現(xiàn)了突變，必然導(dǎo)致iaar突變，在實(shí)際工程中由于整流器B網(wǎng)側(cè)濾波電感器的存在，必導(dǎo)致輸入濾波電感器出現(xiàn)大電壓，使合成的UHTPVSR輸入電流畸變、產(chǎn)生電磁干擾。對于圖6a，在π/6、5π/6或7π/6、11π/6處受到干擾，圖11所示為仿真情況（實(shí)際情況會更不理想[3-16]），由圖11可以看出，輸入電流畸變的出現(xiàn)，既降低了電流波形質(zhì)量，又產(chǎn)生了電磁干擾。

圖11 UHTPVSR輸入電流Fig.11 Input current of UHTPVSR

4.2SSTPR與并聯(lián)的電壓型PWM整流器功率分配

為提高效率，期望SSTPR分擔(dān)更多的負(fù)載功率，如何進(jìn)行功率分配？沒有一個明確的分配依據(jù)。多個國外文獻(xiàn)功率分配原則不同，對于單向UHTPVSR只是根據(jù)功率為正值（功率單向傳輸）確定功率分配。因此，需要對負(fù)載功率進(jìn)行有效分配。同時，若SSTPR分擔(dān)多的負(fù)載功率，由于沒有采用軟切換，Boost變換器的開關(guān)損失及負(fù)擔(dān)的功率大，限制了SSTPR分擔(dān)多的負(fù)載功率，對提高UHTPVSR效率不利。若采用現(xiàn)行的軟開關(guān)技術(shù)[18]，會導(dǎo)致Boost變換器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，增加附加損失；因此，具有結(jié)構(gòu)簡單的低損失Boost變換器也是急于解決的問題。

4.3UHTPVSR的控制

由于現(xiàn)行的UHTPVSR采用PI控制器的多環(huán)控制結(jié)構(gòu)[7]和采用PR控制器的多環(huán)控制結(jié)構(gòu)[17]，由于UHTPVSR為非線性系統(tǒng)，上述基于線性模型的PI或PR控制器，不能對非線性對象進(jìn)行有效控制，跟蹤突變電流能力差，導(dǎo)致控制器的參數(shù)調(diào)節(jié)難度大，繼而影響UHTPVSR的性能。

4.4性能指標(biāo)之間矛盾

由于UHTPVSR的效率、功率密度、開關(guān)頻率等指標(biāo)之間存在矛盾。若為減少無源器件（L、C）定額，就需提高開關(guān)頻率；開關(guān)頻率的提高，就會增加開關(guān)損失，器件發(fā)熱，需散熱器（又增加了附加損失）；導(dǎo)致效率和功率密度的降低。為處理效率、功率密度、開關(guān)頻率等指標(biāo)之間的矛盾，文獻(xiàn)[19]研究了兩電平PWM整流器效率、功率密度、開關(guān)頻率評價方法、文獻(xiàn)[20]通過建立元器件的成本模型研究了基于成本為優(yōu)化目標(biāo)的方法、文獻(xiàn)[21]提出基于NSGA-II算法的變換器效率、尺寸及成本折中方案。但對如何處理元器件參數(shù)與UHTPVSR指標(biāo)之間的關(guān)系及解決指標(biāo)之間存在矛盾的方案至今沒見報道，急需進(jìn)行研究。

5 UHTPVSR應(yīng)解決關(guān)鍵問題

5.1HTPUVSR輸入電流正弦化

在負(fù)載功率及其電壓已知的情況下，根據(jù)三相交流電壓u及交、直流側(cè)功率平衡，就能獲得期望的與三相交流電壓同步的HTPUVSR正弦交流電流，期望的交流電流為整流器A和B的輸入電流之和。以a相為例，即iar=idar+iaar（iar、idar及iaar分別為HTPUVSR、整流器A及B的期望相電流）。對于現(xiàn)行的HTPUVSR，由于整流器A的期望輸入電流具有突變性，必導(dǎo)致整流器B期望電流具有突變性，則整流器B無法跟蹤具有突變性期望的電流；即使能夠快速跟蹤，也會使HTPUVSR輸入電流產(chǎn)生畸變（見圖11）。因此，在HTPUVSR期望正弦交流電流已知的情況下，不能采用具有突變性期望電流，則探索連續(xù)（電流變化率不大）期望電流的設(shè)定問題是實(shí)現(xiàn)HTPUVSR正弦化首要解決的問題。

5.2HTPUVSR功率合理分配

為提高UHTPVSR效率，必須對負(fù)載功率在整流器A和B之間進(jìn)行合理分配。整流器A為二極管整流器和單管Boost變換器構(gòu)成，整流器B為電壓型PWM整流器，只要解決好單管Boost變換器軟切換問題，減少其損失，期望整流器A就可承擔(dān)較多的負(fù)載功率，期望整流器B承擔(dān)較少的負(fù)載功率。在保證交流側(cè)單位功率因數(shù)、交流電流低THD的情況下，必須確定功率分配原則，優(yōu)化整流器A和B的功率分配，提高UHTPVSR效率。

5.3HTPUVSR的混合無源控制器

由于HTPUVSR的被控量（如輸入電流、輸出電壓）都與能量相關(guān)，在參數(shù)（如L、C）一定的情況下，被控量控制問題實(shí)質(zhì)是能量控制問題。對此，可采用無源控制理論研究HTPUVSR的無源控制器[22]，可實(shí)現(xiàn)HTPUVSR的本質(zhì)控制。無源控制器中的阻尼注入是決定UHTPVSR快速跟蹤期望的重要參數(shù)，理論上講阻尼注入越大跟蹤速度越快；但實(shí)際上跟蹤速度還要受系統(tǒng)參數(shù)的制約，尤其是跟蹤快速變化的期望值。因此，確定合適的阻尼注入成為設(shè)計無源控制器的關(guān)鍵。另外，由于整流器UHTPVSR為欠驅(qū)動系統(tǒng)（控制量少于被控量），在無源控制器保證HTPUVSR穩(wěn)定的情況下，采用其它控制策略對多余的被控量施加控制（混合控制），也是需要解決的問題。

5.4HTPUVSR最優(yōu)綜合性能指標(biāo)

UHTPVSR的效率、功率密度、開關(guān)頻率、單位功率因數(shù)、低交流電流諧波與整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、開關(guān)器件、無源器件參數(shù)及開關(guān)頻率緊密相關(guān)，效率、功率密度、開關(guān)頻率等指標(biāo)之間又存在矛盾；因此，在設(shè)定的UHTPVSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，需對元器件參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，獲得最優(yōu)的綜合性能指標(biāo)。為獲得UHTPVSR優(yōu)秀綜合性能指標(biāo)，在考慮效率、功率密度、單位功率因數(shù)、THD、開關(guān)頻率及恒定直流輸出電壓的期望值基礎(chǔ)上，可采用粒子群優(yōu)化PSO（particle swarm optimization）進(jìn)行多目標(biāo)性能指標(biāo)優(yōu)化。

6 結(jié)語

由于UHTPVSR除能滿足電能質(zhì)量要求外，還具有效率高、功率密度大等有特點(diǎn)，成為國外學(xué)者的一個研究熱點(diǎn)。為促進(jìn)我國UHTPVSR的研究，本文對國外UHTPVSR的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制結(jié)構(gòu)及性能進(jìn)行了論述及分析，指出了在輸入電流波形、功率分配、控制結(jié)構(gòu)及綜合性能方面存在的不足，并提出了相應(yīng)的要解決的關(guān)鍵技術(shù)問題及建議（如研究無突變電流設(shè)定、混合無源控制及利用粒子群進(jìn)行多目標(biāo)優(yōu)化）。期望本文對研究UHTPVSR的我國學(xué)者有所脾益。

[1] Dimitrie Alexa, Adriana S?rbu, Irinel Valentin Pletea, et al. Hybrid rectifier with near-sinusoidal input currents[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(7)： 2947-2958.

[2] Jankovi? M, Darijevi? M, Pejovi? P, et al. Hybrid three-phase rectifier with switched current injection device[C]. 15th International Power Electronics and Motion Control Conference, EPE-PEMC 2012 ECCE Europe, Novi Sad, 2012.

[3] Ricardo Luiz Alves, Ivo Barbi. A new hybrid high power factor three phase unidirectional rectifier[C]. 2006 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, Montreal, Quebec, Canada, 2006.

[4] Alves R L, Barbi I. Analysis and implementation of a hybrid high-power-factor three-phase unidirectional rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(3)： 632-640.

[5] Ricardo Luiz Alves, Carlos Henrique Illa Font, Ivo Barbi. Novel unidirectional hybrid three phase rectifier system employing boost topology[C]. IEEE 36th Power Electronics Specialists Conference, Recife, Brazil, 2005.

[6] Soeiro T, Friedli T, Hartmann M, et al. New unidirectional hybrid delta-switch rectifier[C]. Proceedings of the 37th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Melbourne, Australia, 2011.

[7] Soeiro Thiago B, Kolar Johann W. Analysis of highefficiency three-phase two-and three-level unidirectional hybrid rectifiers[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(9)： 3589-3601.

[8] Johann Walter Kolar, Per Ranstad, J?gen Linner. Hybrid rectifier and method of operating a hybrid rectifier[P]. European Patent Application(EP2590310 A1), 2013.

[9] Zhang Ming, Hang Lijun, Yao Wenxi. A novel strategy for three-phase/switch/level(Vienna) rectifier under severe unbalanced grids[J]. Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(10)： 4243-4252.

[10] 韋徵, 陳新, 樊軼, 等. 單周期控制的三相三電平VIENNA整流器輸出中點(diǎn)電位分析及控制方法研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2013, 33(15)： 29-37.

Wei Zheng, Chen Xin, Fan Yi, et al. Study and analysis of neutral-point potential and control methods for onecycle controlled three-phase three-level VIENNA rectifiers[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(15)：29-37.

[11] Ansari R, Feyzi M R, Akbari Hamed K, et al.Input-output linearization of a fourth-order inputaffine system describing the evolution of a threephase/switch/level(Vienna) rectifier[J]. IET Power Electron., 2011, 4(8)： 867-883.

[12] Carlos Henrique Illa Font, Ivo Barbi. A new high power factor bidirectional hybrid three-phase rectifier [C]. 21st Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC '06), Dallas, USA, 2006.

[13] Admar?o Vieira Costa, Danillo Borges Rodrigues, Gustavo Brito de Lima, et al. New hybrid high-power rectifier with reduced THDI and voltage-sag ridethrough capability using boost converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2013, 49(6)：2421-2436.

[14] Danillo B. Rodrigues, Admarco V. Costa, Gustavo Brito Lima, et al. DSP-based implementation of control strategy for sinusoidal input line current imposition for a hybrid three-phase rectifier[J]. IEEE Transactions on Industrial Informatics, 2013, 9(4)： 1947-1963.

[15] Rajan G T S, Rajan C C A. Input stage improved power factor of three phase diode rectifier using hybrid unidirectional rectifier[C]. 2011 International Conference on Nanoscience, Engineering and Technology (ICONSET), Chennai, India, 2011： 589-592.

[16] Ankusha Biradar, Nagabhushan Patil. Implementation of a hybrid high power factor three-phase unidirectional rectifier[J]. International Journal of Innovative Technology and Exploring Engineering, 2013, 2(4)：203-206.

[17] Bai Long, Wang Deqiang, Zhou Yuanjun. Study on the current control strategy of hybrid rectifier based on the PR controller[C]. International Conference on Electrical Machines and Systems(ICEMS), Busan, Korea(South), 2013： 1693-1696.

[18] Wu Tsai-Fu, Chang Yong-Dong, Chang Chih-Hao, et al. Soft-switching Boost converter with a flyback snubber for high power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(3)： 1108-1119.

[19] Bo Wen, Dushan Boroyevich, Paolo Mattavelli. Investigation of tradeoffs between efficiency, power density and switching frequency in three-phase two-level PWM boost rectifier[C]. Proceedings of the 2011 14th European Conference on Power Electronics and Applications(EPE 2011), Birmingham, 2011： 1-10.

[20] Ralph Burkart, Johann W. Kolar. Component cost models for multi-objective optimizations of switchedmode power converters[C]. 2013 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE), Denver, CO, 2013： 2139-2146.

[21] Horacio Visairo, Miguel A. Medina, Juan M. Ramirez. Use of evolutionary algorithms for design optimization of power converters[C]. 22nd International Conference on Electrical Communications and Computers (CONIELECOMP), Cholula, Puebla, 2012： 268-272.

[22] 王久和. 電能變換器及其無源控制[M]. 北京： 科學(xué)出版社, 2014.

Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier

In order to satisfy comprehensive performance requirement of three phase voltage source rectifier from industries especially for efficiency and watt density, unidirectional hybrid three phase voltage source rectifier(UHTPVSR) is researched by foreign scholars. Different types of UHTPVSR are analyzed so as to promote the study of UHTPVSR, many disadvantages are pointed out and the key problems to solve are put forward in the paper. The above content has reference value for researching UHTPVSR in China.

Hybrid rectifier, current distortion, rational distribution of power, comprehensive performance

TM461

王久和 男，1959年生，工學(xué)博士，教授，博士生導(dǎo)師；研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)和電力傳動、非線性控制理論與應(yīng)用。

國家自然科學(xué)基金（51477011），北京市自然科學(xué)基金重點(diǎn)項目（KZ201511232035）和北京市屬高?？萍紕?chuàng)新能力提升計劃（TJSHG201310772024）資助項目。

2014-09-20 改稿日期 2015-02-14

Wang Jiuhe1 Zhang Qiaojie1 Song Zhihong2

（1. Beijing Information Science & Technology University Beijing 100192 China 2. China Machinery Industry Information Institute Beijing 100037 China）

張巧杰 女，1978年生，工學(xué)博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)和電力傳動、新能源發(fā)電技術(shù)。