王 武，葉開明，2，陳浩龍，蔡逢煌，洪巧文

(1.福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，福建福州350108;2.國網(wǎng)泉州供電公司，福建泉州362000)

混合導(dǎo)通模式Boost PFC的控制策略研究

王 武1，葉開明1，2，陳浩龍1，蔡逢煌1，洪巧文1

(1.福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，福建福州350108;2.國網(wǎng)泉州供電公司，福建泉州362000)

工作在寬負(fù)載輸出應(yīng)用場合的Boost PFC變換器(如不間斷電源)單獨采用連續(xù)導(dǎo)通模式算法和斷續(xù)導(dǎo)通模式算法時存在電流畸變問題，本文針對此問題提出了混合導(dǎo)通模式控制策略。詳細(xì)分析了混合導(dǎo)通模式控制策略的工作原理及其控制優(yōu)勢，基于DSP設(shè)計了相對應(yīng)的數(shù)字控制解決方案，仿真和實驗結(jié)果驗證了該控制策略的有效性、可靠性。

功率因數(shù)校正;數(shù)字控制;混合導(dǎo)通模式

1 引言

Boost作為功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)變換器中應(yīng)用最為廣泛的拓?fù)?，根?jù)其電感電流的工作情況可分為三種不同的導(dǎo)通模式:斷續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Current Mode，DCM)、連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous Current Mode，CCM)和臨界導(dǎo)通模式(Critical Conduction Mode，CRM)，相對應(yīng)的控制法為DCM控制法、CCM控制法和CRM控制法。

固定負(fù)載的Boost PFC變換器根據(jù)輸出功率的大小選擇電感電流工作的模式，設(shè)計電感。全功率范圍內(nèi)均工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC變換器一般適用于小功率場合。中、大功率場合，變換器一般根據(jù)連續(xù)導(dǎo)通模式狀態(tài)設(shè)計電感參數(shù)，但要滿足工作于連續(xù)導(dǎo)通模式狀態(tài)的條件是輸出功率須達(dá)到一定值;負(fù)載變小或者是輸入電壓變大將導(dǎo)致輸入電流的減小，這時電感將無法保持持續(xù)工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，工頻周期內(nèi)一段時間工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式，一段時間工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，即本文所提出的混合導(dǎo)通模式(Mixed Conduction Mode，MCM);負(fù)載繼續(xù)減小時，電感基本工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式［1］。

常見PFC控制算法有平均電流法［2］、預(yù)測電流法［3］、單周期控制法［4］、變占空比控制法［5］和電壓跟隨器法。PFC算法有的只適用于工作在連續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC電路，有的只適用于斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC電路，有些算法在兩種電路均可適用。平均電流法就是在兩種情況下都適用的算法，在實際應(yīng)用中得到廣泛研究，但其動態(tài)性能不好;預(yù)測電流法的控制思想為在一個開關(guān)周期電感電流達(dá)到給定值，其相比于平均電流法具有更好的動態(tài)性能，但控制的前提是電感工作于連續(xù)導(dǎo)通模式，當(dāng)Boost工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式時易造成輸入電流畸變，甚至是母線電壓震蕩。

變占空比控制［5］是一種只適合應(yīng)用在斷續(xù)導(dǎo)通模式的控制方法。其特點在于無需采樣輸入電感電流，擬合占空比控制保證開關(guān)周期內(nèi)電流的平均值在工頻周期內(nèi)為正弦。與平均電流法相比，穩(wěn)定性更好，缺點是當(dāng)電感工作于連續(xù)導(dǎo)通模式時輸入電流畸變嚴(yán)重。寬負(fù)載輸出的應(yīng)用場合，比如不間斷電源(UPS)，單獨使用DCM算法(變占空比控制)或者CCM算法(預(yù)測電流法)均不能滿足設(shè)備性能指標(biāo)，混合導(dǎo)通模式控制策略［6-8］的思路是結(jié)合這兩種算法的優(yōu)勢，在“小”功率范圍內(nèi)采用DCM控制法，“大”功率采用CCM控制法，“中”功率采用CCM與DCM相結(jié)合的算法，在工頻周期內(nèi)合理分配DCM、CCM算法占據(jù)的比重，充分利用DCM、CCM兩算法的優(yōu)點，使負(fù)載從零到滿載均能滿足輸出母線電壓穩(wěn)定、輸入電流畸變小、功率因數(shù)(PF)值高、系統(tǒng)穩(wěn)定的要求。

混合導(dǎo)通模式控制策略的研究得益于當(dāng)今數(shù)字技術(shù)的快速發(fā)展。數(shù)字控制技術(shù)在復(fù)雜控制策略上具有模擬控制技術(shù)無可比擬的優(yōu)越性，如滑膜控制［9］、重復(fù)控制、非線性控制［10］等，本文所采取的混合導(dǎo)通模式控制策略不僅需要多個乘法器，還需要算法選擇判據(jù)，采用模擬控制相對來說實現(xiàn)比較困難，需要對復(fù)雜算法的結(jié)構(gòu)進(jìn)行傅里葉分解處理和簡化［5］。數(shù)字控制技術(shù)對各算法的實現(xiàn)比較簡單。

后級接半橋逆變器的UPS其前級PFC電路需采用兩電平變換器，最基本的拓?fù)錇閮蓚€Boost電路組合而成的雙Boost PFC變換器［11］，在此基礎(chǔ)上有很多改進(jìn)拓?fù)洌?2，13］，其目標(biāo)都是為了得到正、負(fù)母線電壓，工作原理也都是基于Boost PFC電路。雙Boost PFC變換器的功率隨負(fù)載的變化而變化，研究混合導(dǎo)通模式控制的雙Boost PFC變換器具有實用性，本文最后在6kVA的雙Boost PFC實驗樣機(jī)上對所提出的控制策略進(jìn)行了驗證。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作模式分析

雙Boost PFC變換器如圖1所示，其等效電路如圖2所示。市電工作在正半周期時(圖2(a))，SCR1開通，L1、T1、D1組成的Boost PFC電路產(chǎn)生正母線電壓。市電工作于負(fù)半周期時(圖2(b))，SCR2開通，L2、T2、D2組成的Boost PFC電路產(chǎn)生負(fù)母線電壓。

圖1 雙Boost PFC變換器Fig.1 Double Boost PFC converter

圖2 雙Boost PFC工作等效電路Fig.2 Equivalent circuit of double Boost PFC in one line cycle

雙Boost PFC電路在半個工頻周期內(nèi)只有一個SCR和一個開關(guān)管T工作，相當(dāng)于Boost PFC電路，不同的是在工頻周期內(nèi)兩個Boost PFC交替工作。分析其控制原理時可直接對Boost PFC電路進(jìn)行分析。

3 MCM控制策略圖

Boost PFC變換器控制框圖如圖3所示?？刂葡到y(tǒng)包含電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。為使二次紋波對系統(tǒng)的干擾降到最低，提高輸入電流的失真度，電壓環(huán)路設(shè)置為慢環(huán)，每半個工頻周期更新一次，且母線電壓采樣點選擇在輸入電壓過零點處。電流環(huán)為快環(huán)，每個開關(guān)周期更新一次。電壓環(huán)路保證母線電壓的穩(wěn)定，電流環(huán)路使電感電流跟蹤輸入市電電壓，達(dá)到PFC效果。

圖3 Boost PFC變換器控制框圖Fig.3 Control system scheme of Boost PFC converter

電壓環(huán)中輸出母線電壓和給定值比較后經(jīng)過PI控制器，一方面控制母線電壓的穩(wěn)定，同時提供電流環(huán)路的參考電流幅值。如圖3所示，電壓參考值Vref與實際母線電壓值Vo的誤差經(jīng)過PI控制器后得到作為電流環(huán)參考電流的幅值Iref，Iref與輸入整流后電壓vg標(biāo)么化的結(jié)果相乘作為參考電流的基準(zhǔn)值。

電流控制環(huán)包含兩個控制算法，一種為適合于工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式的DCM控制法，另一種為適合工作在連續(xù)導(dǎo)通模式的CCM控制法。算法選擇判據(jù)識別拓?fù)潆娐返墓ぷ鳡顟B(tài)后選擇對應(yīng)的控制算法，控制框圖如圖4所示。圖中，iL為電感電流瞬時采樣值。

圖4 電流環(huán)控制框圖Fig.4 Current controller scheme

4 電流環(huán)控制法

4.1 DCM控制法

穩(wěn)態(tài)下，斷續(xù)導(dǎo)通模式輸入、輸出的變壓比為:

式中，Io為母線電流有效值;D為開關(guān)管占空比;Ts為開關(guān)周期。

假設(shè)R為輸出負(fù)載電阻，顯然Vo/Io=R，根據(jù)式(1)可推出占空比D的值為:

輸出功率為Po，R=Vo2/Po，式(2)可化為

理想情況下，輸入功率等于輸出功率，所以Po=VinIin。半個工頻周期電感電流的瞬時值為:

變占空比控制法在半個工頻周期內(nèi)占空比是可變的，其變化規(guī)律為:

斷續(xù)導(dǎo)通模式下，由公式推導(dǎo)過程可知，DCM控制法占空比值建立在輸入、輸出功率平衡的基礎(chǔ)上，與電感電流沒有直接關(guān)系，無需采集電感電流。全功率范圍都工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式的變換器其電感電流在每個開關(guān)周期內(nèi)有一段區(qū)間保持為零，若變換器負(fù)載加大，將大幅提高電感電流峰值，導(dǎo)致開關(guān)管電流應(yīng)力大、EMI嚴(yán)重、電流畸變率高，因此工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式的變換器一般適用在300W以下的小功率場合。

數(shù)字控制的電流采樣電路在一個開關(guān)周期內(nèi)采樣點設(shè)置比較復(fù)雜，采集到的電流值與一個開關(guān)周期電感電流的平均值存在誤差，采用平均電流法控制時該誤差容易造成控制系統(tǒng)的不穩(wěn)定，工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC采用變占空比控制法比平均電流法系統(tǒng)更加穩(wěn)定、可靠。

4.2 CCM控制法

連續(xù)導(dǎo)通模式的控制算法采用預(yù)測電流法，假設(shè)Boost PFC變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，工頻周期的第n、n+1個開關(guān)周期內(nèi)電流變化情況如圖5所示。預(yù)測電流法最基本的原理為:采樣第n個周期起始時刻電感電流值iL(n)，預(yù)測到達(dá)第n+1個開關(guān)周期起始時刻點電感電流達(dá)到其參考值iref(n +1)，根據(jù)iL(n)、iref(n+1)求出當(dāng)前開關(guān)周期的占空比D，保證iref(n+1)在工頻周期內(nèi)的正弦度，即可使電感電流真實值iL(n)也為正弦，達(dá)到PFC效果。

圖5 連續(xù)導(dǎo)通模式電感電流波形圖Fig.5 CCM Boost PFC converter inductor current waveforms in switching cycle

如圖5所示，第n個開關(guān)周期開始時刻與第n +1個開關(guān)周期開始時刻的電流值誤差為Δi，開關(guān)管在導(dǎo)通區(qū)間電感兩端承受的電壓為vg，關(guān)斷期間兩端承受的電壓為(Vo－vg)，電感在一個開關(guān)周期的電流增量Δi為:

由式(6)可推導(dǎo)出第n個開關(guān)周期的占空比為:

根據(jù)式(7)求得當(dāng)前周期的占空比。在CCM下，占空比D(n)由輸入電壓、輸出電壓、電感電流開關(guān)周期起始時刻的采樣值、參考電流值決定。

4.3 算法選擇判據(jù)

Boost PFC變換器在正弦輸入電壓的峰值附近(輸入電壓較大)最易工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，在正弦輸入電壓的過零點處(輸入電壓較小)最易工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式。MCM算法選擇判據(jù)的思路是同時進(jìn)行兩種算法占空比的計算，取其中較小值為MCM算法的輸出占空比。同功率下，根據(jù)式(5)、式(7)和MCM的算法判據(jù)思路可畫出在半個工頻周期內(nèi)采用DCM算法、CCM算法和MCM算法三者之間占空比D的變化曲線，如圖6所示。

圖6 CCM、DCM、MCM控制算法占空比曲線圖Fig.6 Duty in half line cycle evaluated by CCM，DCM and MCM current control laws

5 仿真

基于PSIM9.0，采用混合導(dǎo)通模式控制策略控制6kVA雙Boost PFC變換器。輸入電壓220V，電網(wǎng)頻50Hz，輸出母線電壓±360V，電感600μH，開關(guān)頻率20kHz，仿真控制系統(tǒng)如圖7所示。DLL模塊實現(xiàn)電壓電流采樣、控制算法程序編寫、驅(qū)動信號輸出，其功能相當(dāng)于DSP控制芯片。不考慮后級逆變對前級PFC的影響，正、負(fù)母線電壓輸出端各自接阻性負(fù)載，在輸入正弦電壓正半波時上橋壁的負(fù)載導(dǎo)通，下橋壁的負(fù)載截止;輸入正弦電壓負(fù)半波時下橋壁的負(fù)載導(dǎo)通，上橋壁的負(fù)載關(guān)閉，保證輸出母線電壓穩(wěn)定。

圖7 雙Boost PFC控制仿真圖Fig.7 Simulation of double Boost PFC

MCM控制法最大的優(yōu)勢體現(xiàn)在“中”載范圍內(nèi)。以輸出500W的功率為例，母線電壓穩(wěn)定后三種不同控制算法在兩個工頻周期內(nèi)電感電流iL波形如圖8所示，MCM控制法結(jié)合了DCM和CCM算法的優(yōu)勢，電流波形更接近正弦。

圖8 三種控制算法電感電流仿真波形Fig.8 Simulated waveforms of inductor current with three control methods

6 MCM Boost PFC數(shù)字控制程序設(shè)計

采用浮點型DSP芯片TMS320LF28069，其CPU主頻90M。系統(tǒng)采樣輸入電壓、輸出母線電壓和電感電流。軟件設(shè)計的主要內(nèi)容有 EPWM中斷、ECAP中斷，ECAP中斷完成鎖相功能，鎖相中保持開關(guān)頻率固定，動態(tài)改變工頻周期內(nèi)開關(guān)管點數(shù)的變化以適應(yīng)輸入電壓頻率的變化。每一組EPWM包含EPWMA和EPWMB兩個驅(qū)動信號，輸入電壓正半波時，EPWMA輸出高頻信號驅(qū)動T1開關(guān)管，EPWMB始終保持關(guān)閉;輸入電壓負(fù)半波時，EPWMB輸出高頻信號驅(qū)動T2開關(guān)管，EPWMA始終保持關(guān)閉。圖9為工作在混合導(dǎo)通模式下EPWM中斷子程序流程圖。

7 實驗驗證

在6kVA的雙Boost PFC樣機(jī)上對所提出的MCM控制策略進(jìn)行驗證。輸入電壓220V/50Hz，電感600μH，母線電壓穩(wěn)定在±360V，電容1880μF，開關(guān)頻率20kHz。負(fù)載為495W時，三種算法的電流波形如圖10所示，相對應(yīng)的在一個工頻周期內(nèi)的占空比D曲線如圖11所示，圖12為輸出功率Po在0～1000W時三種算法對應(yīng)的PF值。

由圖10和圖12可知，在“中”功率范圍內(nèi)(200～700W)，MCM控制策略很好地彌補(bǔ)了單獨采用CCM算法或者是DCM算法引起的電流畸變問題。如圖12所示，輸出功率Po在200W以下，CCM控制法已經(jīng)無法滿足輸出母線電壓的穩(wěn)定，DCM控制策略利用DCM算法在“小”功率下的優(yōu)勢，保持輸出母線電壓的穩(wěn)定，且達(dá)到較高的PF值;700W以上，利用了CCM算法在“大”功率場合的優(yōu)點，電流波形可很好地跟蹤輸入正弦電壓。

鐵粉末材料制成的環(huán)形電感感值隨輸入電流變化而變化。一方面，工頻周期內(nèi)靠近零點處電流小、靠近峰值處電流大，造成工頻周期內(nèi)不同位置處的感值不同;另一方面，工頻周期內(nèi)同一位置處的電流大小隨輸出功率的變化而變化，也引起感值發(fā)生變化，本文所設(shè)計Boost PFC電路的輸出功率為0～6000W，輸出功率的變化對感值的影響尤為明顯。在輸出功率超過一定范圍時，根據(jù)式(5)和式(7)得到的占空比，若未對電感的感值進(jìn)行擬合，峰值附近的電感電流易震蕩。如圖13(a)所示，輸出功率3000W時，占空比公式計算時保持電感感值600 μH不變，電流波形在峰值附近產(chǎn)生劇烈震蕩，輸入電流畸變嚴(yán)重、系統(tǒng)不穩(wěn)定;根據(jù)電感感值隨輸出功率和工頻周期內(nèi)電流的變化情況，將其變化曲線擬合到電流環(huán)路的占空比計算公式中，擬合后在同功率下的輸入電流波形如圖13(b)所示，震蕩消失，系統(tǒng)可靠性大大提高。

圖9 EPWM中斷子程序流程圖Fig.9 Flow chart of EPWM interrupt

圖10 同功率下三種算法的電流波形Fig.10 Experimental waveforms of inductor current with three control methods

圖11 工頻周期內(nèi)不同算法的占空比變化曲線圖Fig.11 Experimental waveforms of duty in line cycle with three control methods

圖12 不同算法PF曲線圖Fig.12 Measured PF over output power range

8 結(jié)論

針對雙 Boost PFC工作在寬負(fù)載輸出下，單獨采用CCM控制法或者是DCM控制法其適用負(fù)載范圍的局限性，提出在工頻周期內(nèi)綜合CCM、DCM算法的混合導(dǎo)通模式控制策略，詳細(xì)分析了其控制思路，設(shè)計了相應(yīng)的數(shù)字控制解決方案，并引入了電感隨電流變化的擬合曲線。最后在6kVA的雙BoostPFC樣機(jī)上驗證了混合導(dǎo)通模式控制策略的可靠性。實驗結(jié)果表明:混合導(dǎo)通控制策略滿足負(fù)載從零到滿載輸出母線電壓穩(wěn)定、輸入電流畸變小、PF值高和系統(tǒng)穩(wěn)定的要求，具有很強(qiáng)的工程實用價值。

圖13 擬合電感前后電流波形圖Fig.13 Inductor current waveforms with different inductor values

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(，cont.on p.44)(，cont.from p.21)

Research on digital control technology of MCM Boost PFC

WANG Wu1，YE Kai-ming1，2，CHEN Hao-long1，CAI Feng-huang1，HONG Qiao-wen1
(1.College of Electrical Engineering and Automation，F(xiàn)uzhou University，F(xiàn)uzhou 350108，China; 2.State Grid Quanzhou Power Supply Company，Quanzhou 362000，China)

In order to overcome the problems when the Boost PFC converter has to be operated with a wide range of output power，as in uninterruptible power supplies(UPS)，a novel mixed conduction mode(MCM)digital control strategy with fixed switching frequency is proposed in this paper.This control strategy is composed of a current control loop and a voltage control loop.The voltage control loop guarantees the steady of the output voltage，while the current control loop comprises two control laws(one for the continuous conduction mode(CCM)and another for the discontinuous conduction mode(DCM))and operation mode selection algorithm，which is responsible for detecting the operation mode and selecting the appropriate control law.The operating principle and the advantages of this control strategy are analyzed，and the corresponding digital control solution is designed based on DSP.Simulation and experimental results confirm the effective and reliability of the proposed control strategy.

power factor correction;digital control;mixed conduction mode(MCM)

TM72

:A

:1003-3076(2015)07-0016-06

2013-07-25

福建省自然科學(xué)基金資助項目(2013J01178)

王 武(1973-)，男，福建籍，教授，研究方向電力電子數(shù)學(xué)建模;葉開明(1988-)，男，福建籍，碩士研究生，研究方向為功率因數(shù)校正技術(shù)數(shù)字控制算法。