曹玉龍, 鄭 政

(上海理工大學(xué)醫(yī)療器械與食品學(xué)院,上海 200093)

線性調(diào)頻超聲信號(hào)脈沖壓縮的實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)

曹玉龍, 鄭 政

(上海理工大學(xué)醫(yī)療器械與食品學(xué)院,上海 200093)

編碼脈沖在不增大發(fā)射峰值功率的前提下,通過(guò)增大時(shí)寬-帶寬積顯著提高超聲平均發(fā)射功率,然后在接收端通過(guò)脈沖壓縮恢復(fù)應(yīng)有的縱向分辨力,并顯著增強(qiáng)信噪比.利用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field programmable gate array,FPGA)設(shè)計(jì)了一個(gè)中心頻率為10 MHz的線性調(diào)頻脈沖(chirp)發(fā)射和實(shí)時(shí)脈沖壓縮系統(tǒng),由FPGA控制DDS(direct digital synthesizer)產(chǎn)生chirp信號(hào),送入模擬乘法器與窗函數(shù)相乘,經(jīng)功率放大后作為發(fā)射脈沖,回波信號(hào)送回FPGA進(jìn)行脈沖壓縮處理,82μs的回波數(shù)據(jù)可以在230μs的時(shí)間里處理完畢.實(shí)驗(yàn)使用了中心頻率10 MHZ、帶寬7 MHZ、時(shí)長(zhǎng)5μs的chirp信號(hào).和單脈沖系統(tǒng)相比,在縱向分辨力沒(méi)有明顯損失的情況下,脈沖壓縮方法使信噪比增強(qiáng)了12.8 dB,旁瓣抑制可以達(dá)到30.6 dB.

編碼激勵(lì);解碼壓縮;線性調(diào)頻脈沖;現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列

超聲成像的分辨能力與超聲頻率成正比,但衰減也隨頻率的升高而增加.由于超聲的發(fā)射峰值功率受到安全性的限制,因此分辨力和探測(cè)深度是一對(duì)矛盾.編碼脈沖在不增大發(fā)射峰值功率的前提下,通過(guò)增大時(shí)寬-帶寬積(TBP)提高平均發(fā)射功率,然后在接收端通過(guò)脈沖壓縮恢復(fù)應(yīng)有的縱向分辨力,這是解決上述矛盾的一個(gè)有效方法[1-8].用于脈沖壓縮的編碼方式有很多種,在超聲成像系統(tǒng)中,由于存在衰減所引起的頻率偏移,所以具有脊形模糊函數(shù)的線性調(diào)頻脈沖(chirp)是一種理想的方式[4].

本文利用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field programmable gate array,FPGA)實(shí)現(xiàn)了一種中心頻率為10 MHz的實(shí)時(shí)線性調(diào)頻編碼脈沖壓縮系統(tǒng).該系統(tǒng)的縱向分辨力和10 MHz單脈沖系統(tǒng)相當(dāng),但是與后者相比信噪比增加了12.8 dB,同時(shí),旁瓣抑制可以達(dá)到30.6 dB.該系統(tǒng)每次發(fā)射后以50 MHz的采樣率采集82μm的回波射頻信號(hào),脈沖壓縮算法在230μs內(nèi)完成.該系統(tǒng)可以滿足幀頻20幀/s、每幀圖像200線的淺表器官B型超聲波扇形掃描儀的實(shí)時(shí)性要求.

1 線性調(diào)頻編碼的脈沖壓縮

傳統(tǒng)的單脈沖激勵(lì)方式中,由于超聲波最大發(fā)射功率的限定,因而無(wú)法通過(guò)增加其幅值的方法度來(lái)增強(qiáng)激勵(lì)的能量.如果發(fā)射一個(gè)編碼寬脈沖,則總能量可以顯著增加,同時(shí)在接收端用匹配濾波器對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行濾波,就能壓縮輸出一個(gè)單峰信號(hào),如圖1所示.

圖1 線性調(diào)頻編碼激勵(lì)系統(tǒng)和單脈沖系統(tǒng)的比較Fig.1 Comparison of chirp coded system with single pulse system

1.1 發(fā)射脈沖

線性調(diào)頻脈沖信號(hào)ψ(t)表示為

式中,t表示時(shí)間;j表示虛數(shù)單位;fl表示信號(hào)的起始頻率;T表示脈沖寬度;B表示頻帶寬度.

瞬時(shí)頻率fi(t)是相位函數(shù)的微分,表示為

很明顯,在脈寬T內(nèi)fi(t)線性地掃過(guò)了整個(gè)帶寬B.

復(fù)信號(hào)ψ(t)的實(shí)部作為激勵(lì)信號(hào)η(t)加載到換能器上,則

本文采用的換能器中心頻率為9.76 MHz, -6 dB帶寬為6.29 MHz,故線性調(diào)頻激勵(lì)的中心頻率設(shè)置為10 MHz,帶寬為7 MHz.由于本系統(tǒng)應(yīng)用于淺表器官,為了不使探測(cè)盲區(qū)過(guò)大,脈寬T設(shè)計(jì)為5μs.

1.2 壓縮濾波器

脈沖壓縮濾波器(pulse compression filter, PCF)是一個(gè)匹配濾波器,表示為

式中,h(t)是脈沖壓縮濾波器的沖激響應(yīng),是激勵(lì)信號(hào)的共軛、翻轉(zhuǎn)并時(shí)移.

脈沖壓縮濾波器的輸出γ(t)為

式中,τ表示積分運(yùn)算中代表時(shí)間的中間變量.將式(1)代入式(5),得

當(dāng)濾波器的輸入是實(shí)際回波信號(hào)時(shí),其數(shù)據(jù)長(zhǎng)度遠(yuǎn)大于壓縮濾波器的長(zhǎng)度,可以利用卷積的重疊相加法來(lái)實(shí)現(xiàn)[9].

根據(jù)卷積定理,式(5)可以變換為

式中,FFT表示快速傅里葉變換;IFFT表示快速傅里葉逆變換;f表示頻率.利用FFT和IFFT可以大大減小運(yùn)算量,提高處理速度.

由于匹配濾波器的輸出在頻譜上近似一個(gè)矩形,所以輸出波形時(shí)域上存在較大的旁瓣,這會(huì)嚴(yán)重影響成像效果.為匹配濾波器加上適當(dāng)?shù)拇昂瘮?shù)可以減小旁瓣,本文采用了切比雪夫窗(Chebyshev)[5].

1.3 菲涅爾紋波及其改善

矩形包絡(luò)的線性調(diào)頻信號(hào)在時(shí)域上兩端的突變性導(dǎo)致其頻譜上產(chǎn)生菲涅爾波紋,該波紋會(huì)導(dǎo)致遠(yuǎn)端旁瓣的產(chǎn)生.為此,對(duì)發(fā)射信號(hào)在時(shí)域上加窗使信號(hào)兩端漸變(tapering)以削弱菲涅爾波紋,進(jìn)而削弱遠(yuǎn)端旁瓣.本文采用的是占時(shí)比為0.2的圖基窗(turkey)[5],波形如圖2所示,縱坐標(biāo)A表示電壓幅度.

圖2 對(duì)線性調(diào)頻激勵(lì)時(shí)域加窗Fig.2 Tapering the chirp excitation

2 脈沖壓縮電路

2.1 整體構(gòu)成

線性調(diào)頻脈沖壓縮系統(tǒng)如圖3所示.脈沖發(fā)射和壓縮電路由同一個(gè)同步脈沖控制.DDS(direct digital synthesizer)在這個(gè)同步脈沖的控制下產(chǎn)生chirp信號(hào),同時(shí)幅度控制電路將事先存儲(chǔ)在ROM中的窗函數(shù)數(shù)據(jù)讀出,通過(guò)DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào).兩路信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬乘法器相乘后得到窗函數(shù)加權(quán)的chirp信號(hào),該信號(hào)經(jīng)功放后激勵(lì)超聲換能器.

圖3 線性調(diào)頻脈沖壓縮系統(tǒng)構(gòu)成Fig.3 Diagram of chirp pulse compression system

回波信號(hào)經(jīng)過(guò)BPF(帶通濾波器)并經(jīng)ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)采樣進(jìn)入FPGA中.本系統(tǒng)采樣率為50 MHz,在線性調(diào)頻信號(hào)的低頻端(6.5 MHz)每周期可以采集到約7.7個(gè)點(diǎn),高頻端(13.5 MHz)可以采集到約3.7個(gè)點(diǎn).回波信號(hào)共采集4 096個(gè)點(diǎn),時(shí)長(zhǎng)82μs,對(duì)應(yīng)探測(cè)深度63 mm.考慮到超聲信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍,本系統(tǒng)采用了12 bit的ADC.

2.2 脈沖壓縮電路

脈沖壓縮電路如圖4所示.

圖4 脈沖壓縮框圖Fig.4 Block diagram of pulse compression process

圖4中,u(n)表示數(shù)字回波信號(hào),n表示離散時(shí)間點(diǎn).u(n)和互相正交的兩個(gè)參考信號(hào)相乘,經(jīng)過(guò)FIR低通濾波器(LPF)后得到復(fù)信號(hào)x(n)= xI(n)+j xQ(n),下標(biāo)I表示實(shí)部,Q表示虛部.經(jīng)過(guò)處理的信號(hào)頻譜下移,所以可以采用隔二取一的方法進(jìn)行降采樣,采樣率降低為25 MHz,回波信號(hào)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度縮短為2 048點(diǎn).將同相項(xiàng)和正交項(xiàng)分別存在兩個(gè)雙口RAM中,等待壓縮處理.

壓縮濾波器的沖擊響應(yīng)是通過(guò)激勵(lì)波形ψ(n)變換得到的,所以可以事先計(jì)算其參數(shù)供處理時(shí)使用.按照?qǐng)D4中虛框內(nèi)的計(jì)算步驟,將與發(fā)射脈沖相同的信號(hào)在50 MHz的頻率下抽樣,得到250個(gè)點(diǎn),經(jīng)過(guò)和上文相同的步驟獲取復(fù)數(shù)信號(hào)并降采樣,得到兩個(gè)125點(diǎn)的相互正交的信號(hào).將它們進(jìn)行時(shí)移、反轉(zhuǎn)、取共軛、加窗,并進(jìn)行傅里葉變換,即獲得壓縮濾波器的頻域響應(yīng)函數(shù)H(k)=HI(k)+j HQ(k),k表示離散頻率點(diǎn).

將降頻后的回波信號(hào)均勻分割為16段, x1(n),x2(n),…,x16(n),每段128點(diǎn),與壓縮濾波器h(n)長(zhǎng)度接近,分別和濾波器系數(shù)作卷積運(yùn)算,則yi(n)=h(n)xi(n),其長(zhǎng)度為252點(diǎn).其中,y1(n)的后124點(diǎn)和y2(n)的前124點(diǎn)、y2(n)的后124點(diǎn)和y3(n)的前124點(diǎn)……對(duì)應(yīng)相加才是該部分卷積的正確值,與其它值組合,一起構(gòu)成最終的卷積結(jié)果,如圖5所示.

圖5 卷積的重疊相加法Fig.5 Overlap-adding algorithm of convolution

利用卷積定理將上述分段信號(hào)的卷積yi(n)= h(n)xi(n)轉(zhuǎn)換到頻域進(jìn)行運(yùn)算.先對(duì)h(n)及xi(n)補(bǔ)零到N點(diǎn),N大于等于252,一般選取N= 2D(D為整數(shù)),故N取256.如上文所述,回波信號(hào)經(jīng)過(guò)正交解調(diào)后同相項(xiàng)和正交項(xiàng)分別存在兩個(gè)雙口RAM中,按照每次128點(diǎn)的方式將兩路信號(hào)讀出并送入復(fù)數(shù)FFT IP核的兩個(gè)輸入端,經(jīng)轉(zhuǎn)換后獲得回波信號(hào)的傅氏變換X(k)=XI(k)+j XQ(k).本系統(tǒng)所使用的Altera公司的FFT IP核支持4種I/O數(shù)據(jù)流結(jié)構(gòu),在速度滿足的前提下,使用占用資源最少的突發(fā)類數(shù)據(jù)流結(jié)構(gòu),每次運(yùn)算約8.2μs.將FFT后的結(jié)果與預(yù)先存在ROM中的壓縮濾波器系數(shù)頻域響應(yīng)函數(shù)H(k)相乘.由于該乘法是復(fù)數(shù)乘法,故使用了4個(gè)乘法器,分別計(jì)算XI×HI,XI× HQ,XQ×HI和XQ×HQ,然后用XI×HI減去XQ× HQ,得到同相分量YI,用XI×HQ加上XQ×HI,得到正交分量YQ.上述結(jié)果進(jìn)行快速傅氏反變換IFFT,得到每段的卷積結(jié)果yi(n).

將分段運(yùn)算的結(jié)果按上文所述的方法重組,即得到整個(gè)回波的壓縮濾波結(jié)果.

回波信號(hào)經(jīng)過(guò)壓縮濾波器之后得到的是一個(gè)復(fù)信號(hào),包括同向分量I和正交分量Q.將I分量和Q分量分別平方,然后相加取二次方根就得到了包絡(luò)信號(hào).本設(shè)計(jì)采用流水線型的非冗余開方算法[10],其占用邏輯單元少,計(jì)算時(shí)間短,且不需要調(diào)用乘法器.

3 實(shí)驗(yàn)及分析

3.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)作為B型掃描儀的一部分,其輸出是數(shù)字形式的包絡(luò)信號(hào),為便于實(shí)驗(yàn),專門增加了一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC,將此數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬量,以便利用示波器實(shí)時(shí)觀察.經(jīng)模擬放大的回波信號(hào)送到示波器的另外一個(gè)通道,和處理結(jié)果同時(shí)觀察.另外,還利用FPGA設(shè)計(jì)工具QUARTUS II中的SignalTap軟件[11-13]抓取數(shù)據(jù)并進(jìn)行離線分析.

實(shí)驗(yàn)1以一根直徑為0.08 mm金屬細(xì)絲為靶目標(biāo),將換能器探頭在水介質(zhì)中對(duì)準(zhǔn)靶目標(biāo),利用示波器同時(shí)觀察回波及處理結(jié)果.

實(shí)驗(yàn)2以一個(gè)有機(jī)玻璃方盒作為靶目標(biāo),將換能器垂直對(duì)準(zhǔn)方盒的上盒壁,如圖6所示,重復(fù)上述步驟.該方盒的盒壁厚度L為2.6 mm,盒壁間距為10.2 mm.

圖6 以有機(jī)玻璃方盒為靶目標(biāo)Fig.6 Methyl methacrylate box used as the target

3.2 結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)1的靶線回波和壓縮處理結(jié)果如圖7(a)和圖7(b)所示.靶線回波幅度呈現(xiàn)明顯的梭形,這是發(fā)射脈沖加權(quán)函數(shù)和超聲換能器頻率特性共同作用的結(jié)果.回波信號(hào)持續(xù)了5μs,和發(fā)射信號(hào)寬度相符,經(jīng)過(guò)濾波后信號(hào)寬度壓縮為350 ns(-6 dB),相當(dāng)于10 MHz超聲系統(tǒng)的3.5個(gè)射頻周期.通過(guò)對(duì)SingnalTap獲取的壓縮結(jié)果進(jìn)行離線分析可知,主旁瓣信噪比(signal to sidelobe noise ratio,SSNR)為30.6 dB,如圖8所示.

由于壓縮濾波結(jié)果通過(guò)運(yùn)算得到,而且DAC的輸出幅度還和參考電壓有關(guān),所以在示波器上比較其與回波信號(hào)的幅度沒(méi)有實(shí)際意義.為了評(píng)估壓縮前后信噪比的變化,移去靶目標(biāo),在靶線回波出現(xiàn)的位置獲取背景噪聲,如圖7(c)和圖7(d)所示,根據(jù)式(9)計(jì)算信噪比(SNR)[14],即

式中,s(t)為信號(hào)幅值;pN為噪聲平均功率.

圖7 壓縮前后的波形與噪聲Fig.7 Waveforms&noises before and after compression

圖8 壓縮后的波形Fig.8 Waveform after compression

壓縮濾波前,信噪比為43.3 dB,壓縮后變?yōu)?6.1 dB,提升了12.8 dB.

實(shí)驗(yàn)2的回波信號(hào)及壓縮波形如圖9所示.可以看見,在回波信號(hào)中,有機(jī)玻璃方盒盒壁的兩個(gè)界面的回波是交疊在一起的,而經(jīng)過(guò)脈沖壓縮之后,重疊的回波被區(qū)分開來(lái).根據(jù)超聲在有機(jī)玻璃和水中的聲速[15]計(jì)算得到盒壁厚度為2.9 mm,盒壁間距為10.3 mm,和實(shí)際值的誤差分別為10.3%和1.0%.

圖9 實(shí)測(cè)回波波形(上)與對(duì)應(yīng)的壓縮濾波后的波形(下)Fig.9 Echo waveform and corresponding compressed waveform of the plastic box

4 討 論

實(shí)驗(yàn)1中得到的SSNR值為30.6 dB,但是利用實(shí)驗(yàn)參數(shù)在Matlab中進(jìn)行仿真,得到的SSNR值卻為34.6 dB,比實(shí)驗(yàn)結(jié)果高4 dB.觀察發(fā)射脈沖(圖7 (a)),可以看到有明顯的波形失真,而仿真是基于理想波形的,所以差距可能來(lái)自發(fā)射脈沖的不理想.實(shí)驗(yàn)2中盒壁厚度和盒壁間距都是依據(jù)參考資料中給出的材料聲速估算出來(lái)的,和實(shí)際尺寸的誤差分別為10.3%和1.0%.由于盒壁的材料是有機(jī)玻璃,而盒壁之間是水,通常不同的實(shí)驗(yàn)中水的成分不會(huì)有太大的差別,而有機(jī)玻璃的成分差別較大,所以盒壁厚度的誤差可能是由于不同研究所采用的材料差別引起的.

本文實(shí)現(xiàn)了基于FPGA的線性調(diào)頻脈沖發(fā)射和壓縮系統(tǒng)的設(shè)計(jì),滿足淺表器官B型超聲波扇形掃描儀的實(shí)時(shí)性需求,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,修改方便,便于參數(shù)調(diào)整.當(dāng)使用更高帶寬的換能器,以及追求深層信號(hào)而忽略探測(cè)盲區(qū)的時(shí)候,可以通過(guò)增大信號(hào)的時(shí)寬和帶寬的方式,進(jìn)一步提高信噪比[16]以及增強(qiáng)旁瓣的抑制[5].

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(編輯:丁紅藝)

Real Time Pulse Compression of Chirp Ultrasound Signal

CAOYulong, ZHENGZheng
(School of Medical Instrument and Food Engineering,University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai 200093,China)

The coded excitation significantly strengthens the averaged ultrasound power without increasing the peak intensity.The axial resolution can be recovered by pulse compression at the recieving end,and the signal to noise ratio(SNR)can be greatly increased.A FPGA(field programmable gate array)-based real-time chirp pulse compression system with 10MHz central frequency was designed.A FPGA controled DDS(direct digital synthesizer)was applied to generate the tapered chirp signal.This signal was then used as the excitation signal after being magnified by a RF power amplifier.The echo signal was sent back to the FPGA through an ADC and on it the pulse compression was implemented.82μs echo-signal data can be processed up within 230μs.An experiment was done using a chirp excitation with 10MHz center frequency,7 MHz bandwidth and 5μs duration.The results show that the signal to noise ratio is increased by 12.8 dB with slight axial resolution loss,and the sidelobes depression reaches 30.6 dB.

coded excitation;pulse compression;chirp;FPGA

R 318.04

A

1007-6735(2015)03-0295-06

10.13255/j.cnki.jusst.2015.03.017

2014-03-25

曹玉龍(1988-),男,碩士研究生.研究方向:醫(yī)學(xué)超聲成像.E-mail:478868101@qq.com

鄭 政(1961-),男,研究員.研究方向:生物醫(yī)學(xué)電子學(xué)、醫(yī)學(xué)超聲成像.E-mail:zheng.bts@gmail.com