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星載統(tǒng)一測(cè)控載波跟蹤環(huán)相位噪聲分析*

陳翔**，陳瑞龍

(上海航天測(cè)控通信研究所，上海 201109)

摘要：為了保證測(cè)速和測(cè)距精度，有效手段之一是在星載統(tǒng)一測(cè)控應(yīng)答機(jī)上采用嵌套環(huán)路結(jié)構(gòu)的載波跟蹤環(huán)完成相干載波提取。由于利用了相干本振補(bǔ)償多普勒頻移，必須考慮輸入相位噪聲對(duì)本振相位噪聲的影響。為了準(zhǔn)確預(yù)測(cè)環(huán)路輸出相位噪聲性能，對(duì)環(huán)路中各部件貢獻(xiàn)的相位噪聲進(jìn)行了分析。針對(duì)不同噪聲源，運(yùn)用信號(hào)流圖的分析方法建立了對(duì)應(yīng)的環(huán)路相位噪聲模型，通過(guò)仿真計(jì)算得到了不同輸入信號(hào)功率條件下的環(huán)路輸出相位噪聲功率譜，與實(shí)際電路的測(cè)試結(jié)果對(duì)比，證明了該環(huán)路相位噪聲模型的準(zhǔn)確性。應(yīng)用該模型能提高環(huán)路設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性和效率。

關(guān)鍵詞：統(tǒng)一測(cè)控；載波跟蹤環(huán)；嵌套環(huán)路；相位噪聲模型

1引言

微波統(tǒng)一測(cè)控系統(tǒng)是國(guó)際上應(yīng)用最廣泛的陸基測(cè)控系統(tǒng)，殘留載波統(tǒng)一測(cè)控應(yīng)答機(jī)是該系統(tǒng)中的關(guān)鍵組成設(shè)備，一般裝載在衛(wèi)星、飛船、運(yùn)載等空間飛行器上，配合地面測(cè)控站完成飛行器測(cè)速、測(cè)距、遙控、遙測(cè)以及通信的功能，是天地對(duì)接的重要通道。為了保證測(cè)速和測(cè)距精度，有效手段之一是在星載統(tǒng)一測(cè)控應(yīng)答機(jī)上采用載波跟蹤環(huán)完成相干載波提取[1]。

現(xiàn)有的報(bào)道文獻(xiàn)中對(duì)鎖相環(huán)相位噪聲的研究方向主要集中在鎖相頻率合成，研究對(duì)象用于為通信接收機(jī)或者發(fā)射機(jī)提供本振或者為數(shù)字信號(hào)處理提供工作時(shí)鐘，環(huán)路的參考頻率和接收前端的輸入載波頻率來(lái)自于相互獨(dú)立的振蕩源，環(huán)路相位噪聲與接收前端的輸入載波相位噪聲不相關(guān)，環(huán)路結(jié)構(gòu)既有單環(huán)[2]也有雙環(huán)[3]，關(guān)鍵性能指標(biāo)是相噪，S頻段工作頻率典型的相噪指標(biāo)可達(dá)-97 dBc/Hz@1 kHz[4]，研究方法多用理論分析加仿真。本文的研究方向是鎖相接收機(jī)，研究對(duì)象用于捕獲和跟蹤地面站發(fā)出的上行信號(hào)，檢測(cè)提取信號(hào)的載波頻率和相位，確保下行信號(hào)的載波頻率和相位與上行信號(hào)是相干的，從而完成高精度的測(cè)速和測(cè)距功能。為了滿足在帶寬受限的條件下跟蹤低信噪比、大多普勒帶寬以及快速頻率掃描信號(hào)的要求，使用了嵌套環(huán)路結(jié)構(gòu)，環(huán)路相位噪聲指標(biāo)會(huì)隨著輸入信噪比的降低而惡化，環(huán)路輸出作為本振頻率合成鎖相環(huán)的參考，又會(huì)影響本振的相噪指標(biāo)。為了快速準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)環(huán)路相位噪聲性能，本文借鑒了部分文獻(xiàn)的研究方法[5]，在理論分析的基礎(chǔ)上既進(jìn)行環(huán)路相位噪聲建模仿真，又進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證。

2環(huán)路結(jié)構(gòu)分析

載波跟蹤環(huán)的環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由主環(huán)和倍頻環(huán)組成，主環(huán)用于提取帶有多普勒頻移的上行信號(hào)載波頻率和相位，同時(shí)控制倍頻環(huán)的參考輸入，倍頻環(huán)用于提供相干接收本振，與上行信號(hào)混頻產(chǎn)生中頻信號(hào)，因此在環(huán)路鎖定的情況下抵消了很大一部分多普勒頻移，降低了對(duì)本振頻率穩(wěn)定度的要求。實(shí)際環(huán)路中還包含了低噪聲放大器、中頻濾波器、中頻自動(dòng)增益控制(AGC)放大器，因?yàn)闉V波器和放大器的帶寬都遠(yuǎn)大于主環(huán)的環(huán)路帶寬，所以在建立環(huán)路模型時(shí)可以不考慮濾波器和放大器的影響。環(huán)路中主環(huán)的輸出頻率一路經(jīng)過(guò)分頻作為主環(huán)鑒相頻率，一路作為倍頻環(huán)的參考鑒相頻率，一路作為第二本振倍頻器的參考頻率。倍頻環(huán)和第二本振倍頻器的輸出分別作為第一、第二混頻器的本振頻率，經(jīng)過(guò)兩次下變頻將載波跟蹤環(huán)的輸入信號(hào)頻率降到與主環(huán)鑒相頻率一致，從而完成閉環(huán)。由于利用了相干本振補(bǔ)償多普勒頻移，必須考慮輸入相位噪聲對(duì)本振相位噪聲的影響。

圖1　載波跟蹤環(huán)的環(huán)路結(jié)構(gòu)

3環(huán)路相位噪聲分析與建模

3.1相位噪聲源分析

主環(huán)的組成部分包括乘法型鑒相器PD1、環(huán)路濾波器F(s)、壓控晶體振蕩器(VCXO)、反饋分頻器。倍頻環(huán)的組成包括鑒頻鑒相器PD2、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器Z(s)、壓控振蕩器(VCO)。每一個(gè)組成部分都為整個(gè)環(huán)路的相位噪聲做出了貢獻(xiàn)，為了便于分析，把這些單元電路看作無(wú)噪聲的理想部件，噪聲用獨(dú)立的等效噪聲源表征[6]?；谝陨戏治?，閉環(huán)相位噪聲模型如圖2所示。

圖2　閉環(huán)相位噪聲模型

在閉環(huán)相位噪聲模型中，噪聲源的組成比較復(fù)雜。除了輸入相位噪聲外，每一個(gè)電路部件是一個(gè)噪聲源，這些噪聲源組成了環(huán)路固有噪聲。需要對(duì)這些噪聲源的特性進(jìn)行分析，以明確對(duì)最終環(huán)路輸出相位噪聲起主要作用的噪聲源。此外，一般假設(shè)所有的噪聲源都是獨(dú)立的，每個(gè)噪聲源經(jīng)過(guò)環(huán)路的衰減、倍增或過(guò)濾后，再對(duì)所有的輸出噪聲功率譜進(jìn)行疊加，就可以計(jì)算出整體環(huán)路的相位噪聲。

3.1.1輸入相位噪聲

輸入相位噪聲φi包括地面站發(fā)射載波的參考相位噪聲φref和接收機(jī)熱噪聲φT。發(fā)射載波的參考相位噪聲屬于振蕩器型，相位噪聲功率譜密度用Leeson模型[7]表示為

(1)

式中，F(xiàn)是噪聲系數(shù)，K是Boltzman常數(shù)，T為溫度，Ps為振蕩器輸出功率，QL為有載品質(zhì)因數(shù)，fO為輸出頻率，fc為閃爍噪聲拐角頻率。

接收機(jī)熱噪聲屬于白噪聲，根據(jù)級(jí)聯(lián)放大鏈路的熱噪聲模型和調(diào)相原理[1]，熱噪聲貢獻(xiàn)的相位噪聲功率譜密度用對(duì)數(shù)形式表示為

(2)

式中，級(jí)聯(lián)放大鏈路等效噪聲系數(shù)為

(3)

當(dāng)星載應(yīng)答機(jī)通過(guò)測(cè)控天線接收到來(lái)自地面站的上行信號(hào)時(shí)，由于接收機(jī)具有自動(dòng)增益控制功能，如果接收信號(hào)功率強(qiáng)，接收增益就小，熱噪聲被信號(hào)壓制，此時(shí)上行信號(hào)載波本身的相位噪聲是輸入相位噪聲的主要來(lái)源；如果接收信號(hào)功率弱，接收增益就大，信號(hào)可能被熱噪聲淹沒(méi)，此時(shí)熱噪聲成為輸入相位噪聲的主要來(lái)源。因此，接收信號(hào)功率的強(qiáng)弱會(huì)直接影響環(huán)路相位噪聲的組成，這也是載波跟蹤環(huán)與一般頻率合成鎖相環(huán)的重要差異。

3.1.2固有相位噪聲

固有相位噪聲是指除輸入相位噪聲以外的組成環(huán)路各部件貢獻(xiàn)的相位噪聲，需要分析的主要部件包括VCO/VCXO、鑒相器、環(huán)路濾波器、混頻器。

主環(huán)內(nèi)的VCXO和倍頻環(huán)內(nèi)的VCO所帶的相位噪聲都屬于振蕩器型，也可以用Leeson模型表示。主環(huán)內(nèi)的鑒相器和前級(jí)混頻器都采用雙平衡混頻器實(shí)現(xiàn)，混頻器的輸出噪聲主要是熱噪聲功率和本振相位噪聲功率的疊加，因此主環(huán)鑒相器和前級(jí)混頻器的相位噪聲模型可以等效為式(2)所示的熱噪聲模型，混頻器的單邊帶噪聲系數(shù)和變頻損耗可以直接計(jì)入級(jí)聯(lián)放大鏈路等效噪聲系數(shù)的計(jì)算公式(3)中去。

倍頻環(huán)采用的鑒相器，其相位噪聲功率譜密度表示如式(4)：

Sφ,PD2(f)=FOM+20lg(fo)-10lg(fs)=

FOM+10lg(fs)+20lg(NR)。

(4)

其中，F(xiàn)OM表示鑒相器芯片的歸一化相位噪聲，對(duì)于確定的芯片這是一個(gè)固定參數(shù)，可以從廠家的技術(shù)手冊(cè)中獲得；fo是輸出頻率；fs是鑒相頻率；NR是倍頻環(huán)的反饋分頻比。

主環(huán)和倍頻環(huán)的環(huán)路濾波器都采用有源積分濾波器，環(huán)路濾波器的噪聲源主要是電阻器和運(yùn)算放大器。電阻器產(chǎn)生的噪聲電壓均方根值如式(5)表示：

(5)

式中，R為電阻值，B為工作帶寬。

運(yùn)算放大器產(chǎn)生的輸入噪聲電壓均方根值為VA，可以從器件技術(shù)手冊(cè)上查到若電壓增益為A，VCO的壓控靈敏度為KVCO，主環(huán)濾波器中電阻R11、R12、R13的噪聲電壓傳遞函數(shù)分別為T(mén)R11(s)、TR12(s)、TR13(s)，計(jì)算表達(dá)式如表1所示,其中，τ1n=R1nC(n=1~3)。倍頻環(huán)濾波器中電阻噪聲電壓的傳遞函數(shù)表達(dá)式在文獻(xiàn)[8]中給出了詳細(xì)結(jié)果，此處不再贅述。

電阻和運(yùn)算放大器產(chǎn)生的噪聲對(duì)壓控振蕩器進(jìn)行調(diào)頻，可以等效為壓控振蕩器產(chǎn)生的相位噪聲，噪聲功率譜密度表示為

，　(6)

3.2嵌套環(huán)路相位傳遞模型的建立

鑒于嵌套環(huán)路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，運(yùn)用信號(hào)流圖對(duì)閉環(huán)相位傳遞模型進(jìn)行簡(jiǎn)化，由于不同的相位噪聲源在環(huán)路中的注入位置不同，得到的相位傳遞模型信號(hào)流圖結(jié)構(gòu)也就有所不同，如圖3所示。

(a)輸入相位傳遞模型

(b)倍頻環(huán)VCO相位傳遞模型

(c)鑒相器相位傳遞模型

(d)VCXO相位傳遞模型

(8)

(9)

(10)

利用梅森增益公式計(jì)算不同相位傳遞模型的傳遞函數(shù)，結(jié)果見(jiàn)表2。由于環(huán)路濾波器的相位噪聲通過(guò)式(6)~(7)等效轉(zhuǎn)換成VCO/VCXO的相位噪聲，因此環(huán)路濾波器的相位傳遞模型與VCO/VCXO的相位傳遞模型是一致的。

表2　不同相位噪聲源的傳遞函數(shù)

3.3環(huán)路相位噪聲的仿真分析

由于環(huán)路的各種相位噪聲相對(duì)于振蕩器的輸出功率都是微弱的，因此可以運(yùn)用線性疊加原理將各個(gè)噪聲源在對(duì)應(yīng)的相位傳遞函數(shù)作用下產(chǎn)生的輸出相位噪聲功率進(jìn)行疊加。在環(huán)路鎖定的前提下，環(huán)路輸出的總相位噪聲功率譜密度表示為

(12)

利用MATLAB對(duì)上述模型進(jìn)行仿真，為了模擬真實(shí)電路的行為，仿真參數(shù)設(shè)置與表3所列出的實(shí)際環(huán)路設(shè)計(jì)參數(shù)相同。

表3　實(shí)際環(huán)路設(shè)計(jì)參數(shù)

相位噪聲環(huán)路傳遞增益的仿真曲線如圖4所示。一般主環(huán)環(huán)路帶寬遠(yuǎn)小于倍頻環(huán)環(huán)路帶寬,在這一前提下，環(huán)路對(duì)輸入相位噪聲和鑒相器的相位噪聲呈現(xiàn)低通特性，對(duì)VCXO的相位噪聲呈現(xiàn)高通特性，對(duì)VCO的相位噪聲呈現(xiàn)帶通特性。

圖4　環(huán)路相位噪聲功率傳遞增益-頻率曲線

在主環(huán)環(huán)路帶寬以內(nèi)，VCXO和VCO相位噪聲功率的閉環(huán)傳遞增益以40 dB/dec的斜率呈現(xiàn)高通特性。在主環(huán)環(huán)路帶寬和倍頻環(huán)環(huán)路帶寬之間，對(duì)輸入相位噪聲和鑒相器相位噪聲的功率傳遞增益按-20 dB/dec的斜率下降；對(duì)VCO相位噪聲的功率傳遞增益按20 dB/dec的斜率上升。在倍頻環(huán)環(huán)路帶寬以外，輸入相位噪聲的功率傳遞增益按-20 dB/dec的速率下降；鑒頻鑒相器相位噪聲的功率傳遞增益按-40 dB/dec的速率下降。這是因?yàn)橹鳝h(huán)和倍頻環(huán)的環(huán)路濾波器都采用有源積分濾波器，整個(gè)環(huán)路對(duì)各噪聲源的相位傳遞增益是主環(huán)的相位傳遞增益和倍頻環(huán)的相位傳遞增益疊加的結(jié)果。

4模型的驗(yàn)證與討論

為了驗(yàn)證環(huán)路模型的正確性，對(duì)環(huán)路鎖定條件下的實(shí)際電路進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試方法是用Agilent公司的信號(hào)源E8267D產(chǎn)生輸入信號(hào)，先用低相噪信號(hào)分析儀E5052B測(cè)試E8267D的相位噪聲作為第一組數(shù)據(jù)，用于模擬地面站發(fā)射載波的參考相位噪聲，再用E5052B測(cè)試環(huán)路輸出的相位噪聲作為第二組數(shù)據(jù)，用于與仿真結(jié)果比對(duì)。將第一組數(shù)據(jù)導(dǎo)入計(jì)算機(jī)，參與MATLAB模型的仿真計(jì)算，對(duì)計(jì)算結(jié)果作圖得到仿真預(yù)測(cè)曲線。主環(huán)VCXO的實(shí)測(cè)相位噪聲曲線與仿真預(yù)測(cè)曲線比對(duì)如圖5所示。

(a)Ps=-40 dBm

(b)Ps=-120 dBm

為了衡量仿真模型的準(zhǔn)確程度，相位噪聲功率譜的仿真曲線與實(shí)測(cè)曲線的均方根誤差計(jì)算如表4所示?？梢?jiàn)，當(dāng)輸入信號(hào)功率Ps從-40 dBm變化到-120 dBm，實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果之間呈現(xiàn)良好的一致性。在信號(hào)功率變化80 dB范圍內(nèi)，仿真與實(shí)測(cè)的最大均方根誤差為2.13 dB。相對(duì)于輸入弱信號(hào)，輸入強(qiáng)信號(hào)時(shí)環(huán)路相位噪聲模型的預(yù)測(cè)準(zhǔn)確性更高。導(dǎo)致這一趨勢(shì)的原因主要是接收鏈路里AGC的存在，輸入強(qiáng)信號(hào)的鏈路增益遠(yuǎn)小于輸入弱信號(hào)的鏈路增益，因此輸入強(qiáng)信號(hào)時(shí)，由于放大器、混頻器等非線性電路產(chǎn)生的雜散頻率分量比較少，鏈路穩(wěn)定性比較高。

表4　相噪功率譜密度仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果的均方根誤差

當(dāng)輸入信號(hào)功率變化時(shí)，各種噪聲源對(duì)總噪聲貢獻(xiàn)的仿真結(jié)果如圖6所示。

(a)Ps=-40 dBm

(b)Ps=-120 dBm

輸入強(qiáng)信號(hào)時(shí)，在環(huán)路帶寬內(nèi)頻偏近端，環(huán)路輸出相位噪聲主要來(lái)自于輸入?yún)⒖荚肼暫丸b相器噪聲的合成；在頻偏中段，環(huán)路輸出相位噪聲主要來(lái)自于鑒相器噪聲和熱噪聲的合成；在環(huán)路帶寬外的頻偏遠(yuǎn)端，環(huán)路輸出相位噪聲主要來(lái)自于VCXO噪聲。隨著輸入信號(hào)功率的減弱，在頻偏的近端和中段，熱噪聲功率譜逐漸淹沒(méi)了輸入?yún)⒖荚肼暫丸b相器噪聲功率譜，成為最主要的噪聲成分，在頻偏遠(yuǎn)端，環(huán)路輸出相位噪聲仍然來(lái)自于VCXO噪聲。

5結(jié)束語(yǔ)

由于環(huán)路結(jié)構(gòu)的差異，導(dǎo)致統(tǒng)一測(cè)控載波跟蹤環(huán)的環(huán)路相位噪聲特性不同于一般頻率合成鎖相環(huán)相位噪聲特性。為了定量分析這種差異，對(duì)星載統(tǒng)一測(cè)控載波跟蹤環(huán)相位噪聲特性進(jìn)行了分析和建模，在不同輸入信號(hào)功率條件下，對(duì)實(shí)際電路的輸入和輸出相位噪聲功率譜進(jìn)行測(cè)試，并與模型仿真計(jì)算的結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比，證明了采用相干本振的嵌套環(huán)路本振相位噪聲需要考慮輸入相位噪聲的影響，環(huán)路輸出的總相位噪聲可以等效為由各種噪聲源經(jīng)各自對(duì)應(yīng)的環(huán)路傳遞函數(shù)作用后疊加而成。理論分析和試驗(yàn)驗(yàn)證的結(jié)果也證明了星載統(tǒng)一測(cè)控載波跟蹤環(huán)相位噪聲模型能夠比較準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)環(huán)路輸出相位噪聲功率譜。以往產(chǎn)品研制都是繼承已有產(chǎn)品的設(shè)計(jì)參數(shù)，完成產(chǎn)品裝配后才能測(cè)試驗(yàn)證是否滿足指標(biāo)，如不滿足指標(biāo)需要重新調(diào)試，應(yīng)用該模型可以比較準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)環(huán)路相位噪聲特性，使設(shè)計(jì)值盡量接近目標(biāo)值，從而能夠提高環(huán)路設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性和研制效率。

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陳翔(1982—)，男，山東青島人，2008年獲工學(xué)碩士學(xué)位，現(xiàn)為上海航天測(cè)控通信研究所工程師，主要研究方向?yàn)樾l(wèi)星測(cè)控通信;

CHEN Xiang was born in Qingdao,Shandong Province,in 1982.He received the M.S. degree in 2008. He is now an engineer. His research concerns space TT&C and communication.

Email：cxtisme@163.com

陳瑞龍(1988—)，男，黑龍江虎林人，碩士，工程師，主要研究方向?yàn)樯漕l電路設(shè)計(jì)。

CHEN Ruilong was born in Hulin,Heilongjiang Province,in 1988. He is now an engineer with the M.S. degree. His research concerns RF circuit design.

引用格式：陳翔，陳瑞龍.星載統(tǒng)一測(cè)控載波跟蹤環(huán)相位噪聲分析[J].電訊技術(shù)，2015,55(4):435-440.[CHEN Xiang，CHEN Ruilong.Phase Noise Analysis of Spaceborne Uniform TT&C Carrier Tracking PLL[J].Telecommunication Engineering,2015,55(4):435-440.]

Phase Noise Analysis of Spaceborne

Uniform TT&C Carrier Tracking PLL

CHEN Xiang，CHEN Ruilong

(Shanghai Spaceflight Institute of TT&C and Telecommunication，Shanghai 201109，China)

Abstract：To guarantee speed and range measurement accuracy， one of the effective means is to apply the carrier tracking phase locked loop(PLL) with nested loop structure in the spaceborne uniform TT&C transponders for acquiring coherent carrier．Because coherent local frequency is used to compensate Doppler shift,it is necessary to consider the effect of input phase noise on local oscillator phase noise．To predict loop output phase noise performance precisely，loop phase noise models of different noise components are built by means of analyzing signal flow graph and phase noise each component contributes．Output phase noise power spectrum density(PSD) with different input signal power is simulated and calculated．The accuracy of loop phase noise is verified by comparing the result of simulation with that of actual circuit. Using this model can improve loop design accuracy and efficiency．

Key words：uniform TT&C；carrier tracking PLL；nested loop；phase noise model

作者簡(jiǎn)介：

中圖分類號(hào)：TN927

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1001-893X(2015)04-0435-06

通訊作者：**cxtisme@163.comCorresponding author：cxtisme@163.com

收稿日期：*2014-11-04；修回日期：2015-01-26Received date:2014-11-04；Revised date：2015-01-26

doi:10.3969/j.issn.1001-893x.2015.04.015