基于碳化硅功率器件的光伏逆變電路設(shè)計(jì)

謝芳娟，譚菊華，彭嵐峰

（南昌大學(xué)科學(xué)技術(shù)學(xué)院，江西南昌 330029）

基于碳化硅功率器件的光伏逆變電路設(shè)計(jì)

謝芳娟，譚菊華，彭嵐峰

（南昌大學(xué)科學(xué)技術(shù)學(xué)院，江西南昌 330029）

文中基于對(duì)碳化硅（SiC）功率MOSFET器件的理論研究，設(shè)計(jì)了用于大功率光伏逆變的ZVT PWM Boost逆變器電路。針對(duì)基本的逆變器電路結(jié)構(gòu)并結(jié)合ROHM公司的SiC功率器件特性，優(yōu)化了電路中的其他元器件參數(shù)。針對(duì)逆變器主電路結(jié)構(gòu)以及實(shí)際光伏逆變過程中的需求，確定了驅(qū)動(dòng)芯片選型和電路模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。最后文中使用OrCAD Capture CIS軟件對(duì)逆變器的主電路和控制驅(qū)動(dòng)電路模塊進(jìn)行模擬仿真，驗(yàn)證了逆變器的功能。所設(shè)計(jì)的逆變器仿真結(jié)果表明，其效率為98.15%，與Si基的IGBT電路相比在效率方面提高了3.15%。

ZVT PWM Boost逆變器；SiC；驅(qū)動(dòng)電路

太陽能被認(rèn)為是一種“潔凈永續(xù)”的自然資源，具有分布廣泛、無處不在的優(yōu)點(diǎn)，因此太陽能電站理論上可以被建設(shè)在任何有陽光的地方[1]。

但是太陽能電池接收太陽光轉(zhuǎn)化為電能并不能直接被人們利用，需要特定的傳輸方式到達(dá)電網(wǎng)才能被有效利用。太陽能電池組件被排列成為陣列，光生電流被收集在一起儲(chǔ)存在蓄電池中，需要一個(gè)變換系統(tǒng)將蓄電池中的直流電變換為交流電以滿足電網(wǎng)需求[2]。光伏逆變器能夠在太陽能陣列與電力系統(tǒng)之間架起一座橋梁，將直流電轉(zhuǎn)化為并網(wǎng)系統(tǒng)一致的交流電，在電力傳輸過程中需滿足高效、高頻，低功率密度以及高可靠性[3]。

通常光伏逆變器的電路采用DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與逆變器級(jí)聯(lián)的方式，其中DC-DC的主要實(shí)現(xiàn)升壓，確保前級(jí)電壓與后級(jí)電壓相匹配；在該種電路級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)中，前級(jí)的DC-DC電路至關(guān)重要，對(duì)于整個(gè)逆變器的功能、效率以及體積均有較大影響。在該逆變器中DC-DC這部分電路能夠抬升太陽能光伏陣列所得直流電壓，將電壓值變換成并網(wǎng)所需的電壓值大小，此過程中，必須保證輸出電壓值在增大到預(yù)定數(shù)值且在該范圍內(nèi)恒定，同時(shí)在轉(zhuǎn)換過程中為了減小傳輸過程中電能損耗，需要盡可能高的轉(zhuǎn)換效率[4]。

1 SiC材料及SiC功率器件

SiC是寬禁帶半導(dǎo)體材料，其在電學(xué)、熱力學(xué)等方面具有諸多優(yōu)點(diǎn)，因此適用于制作功率器件，主要表現(xiàn)在以下方面：禁帶寬度大，具有低的電離率，表現(xiàn)為不易發(fā)生碰撞電離和擊穿電壓高，飽和速度和電子遷移率均優(yōu)于Si器件。這使得SiC器件在高頻電路應(yīng)用方面極具潛力，低導(dǎo)通電阻能有效減小熱損耗，同時(shí)SiC材料具有高的熱導(dǎo)率，能夠在大電流高功率應(yīng)用環(huán)境下迅速散發(fā)熱量，適用于高溫環(huán)境[5]。

本文基于Rohm株式會(huì)社的SiC MOSFET SCH2080KE[6]和SiC肖特基二極管SCS220KE[7]搭建逆變器的主電路，下面分別介紹2種器件的主要參數(shù)。

SCH2080KE是一種內(nèi)部封裝SiC-SBD的N溝道SiC功率MOSFET，具有導(dǎo)通電阻低，開關(guān)速度快及易于驅(qū)動(dòng)、并聯(lián)的特點(diǎn)，表1為SCH2080KE主要參數(shù)。

表1 SCH2080KE主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of SCH2080KE

SCS220KE是一種SiC-SBD，主要參數(shù)如表2所示。

表2 SCS220KE主要參數(shù)Tab.2 Main parameters of SCS220KE

2 BOOST電路技術(shù)

DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，BOOST升壓電路是目前最常見的一種結(jié)構(gòu)。具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；穩(wěn)定性高的特點(diǎn)。該電路能夠?qū)⒌蛪弘妷恨D(zhuǎn)換成為高壓直流電壓，在太陽能光伏逆變方面與電網(wǎng)并網(wǎng)應(yīng)用中，具有廣泛的應(yīng)用前景。

BOOST電路是一種電路中無隔離裝置的升壓調(diào)整器，在電容、電感、MOSFET和二極管均理想器件的情況下，BOOST電路的基本工作過程如下：在開關(guān)接通時(shí)，在電感中會(huì)有逐漸增大的電流，且所輸入的電能被轉(zhuǎn)換為磁能并存儲(chǔ)在電感中，在該情況下，二極管處于關(guān)斷狀態(tài)，電容放電，因二極管的存在而導(dǎo)致電流流向輸出端，從而維持輸出端的電壓不變。當(dāng)在電容充分大的情況下，可認(rèn)為輸出電壓維持不變；在開關(guān)關(guān)斷時(shí)，所述二極管導(dǎo)通，從而電流經(jīng)由二極管流向輸出端。此時(shí)，電容將從電感流過的電流存儲(chǔ)起來，并經(jīng)數(shù)個(gè)周期之后使電壓逐步提升，從而實(shí)現(xiàn)了升壓功能。因此，升壓電路之所以能實(shí)現(xiàn)升壓功能，主要原因包括如下2個(gè)方面：一是在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電感存儲(chǔ)電能；二是電路中的電容充分大以維持輸出電壓。

3 主電路方案

光伏系統(tǒng)中的每個(gè)光伏陣列的電壓約為40 V，而電網(wǎng)為220 V/50 Hz，因此為實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，首先需要采用升壓DC-DC將光伏陣列的電壓升高到400 V。

3.1 電路設(shè)計(jì)

文中所設(shè)計(jì)的ZVT-PWM BOOST逆變器電路的主要參數(shù)如下：

1）輸入電壓：100 V；

2）輸出電壓：400 V；

3）紋波系數(shù)：0.5%；

4）轉(zhuǎn)換效率：98.15%；

5）啟動(dòng)時(shí)間：20 ms。

ZVT-PWM BOOST逆變器包括主電路、驅(qū)動(dòng)電路和控制電路3個(gè)模塊，如圖1所示。

圖1 ZVT-PWM Boost逆變器電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of ZVT-PWM Boost invertor

3.1.1 主電路設(shè)計(jì)

在ZVT-PWM BOOST逆變器中，主電路將100 V左右DC電壓升高至400 V以實(shí)現(xiàn)電能轉(zhuǎn)換。主電路中包括：肖特基二極管、功率MOSFET、電容和電感等元件，如圖2所示。

在此主電路中，Cout為輸出電容，L為主電感；Lr為諧振電感，Cr為諧振電容，Ct為緩沖電容，且Lr、Cr和Ct構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)；D1、D2、D3、D4為能量和電流通路；T1、T2、T3、T4、Tr1和Tr2為SiC功率MOSFET，其中T1、T2、T3、T4為電路中的主開關(guān)，Tr1和Tr2為電路中的輔助開關(guān)。與ZVT-PWM BOOST逆變器相比，所述電路結(jié)構(gòu)僅添加了肖特基二極管D3與D4和緩沖電容Ct，其中Ct的作用是：在通過主電感對(duì)諧振電容Cr進(jìn)行充電時(shí)，緩沖電容Ct同時(shí)被充電，因此在主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，減小了電壓的變化速率，從而降低了主開關(guān)的關(guān)斷損耗；在輔助開關(guān)關(guān)斷時(shí)，D3開啟，Lr通過D3將能量傳輸至Ct，Ct的電壓增大，因此在輔助開關(guān)關(guān)斷之后，其電壓增大，從而減小了輔助開關(guān)的關(guān)斷損耗。

3.1.2 元件選擇和參數(shù)設(shè)計(jì)

文中所設(shè)計(jì)的4 kW逆變器的輸入電壓Vin=100 V，輸出電壓Vout=400 V，在此假定輸出電流為Iout=10 A。由以上可知，大功率逆變器在連續(xù)的電感電流模式下工作，通過BOOST電路中的輸入電壓和輸出電壓可得到占空比D1為

代入數(shù)值后計(jì)算得到D1=0.75。

主電感L：當(dāng)Iin、Iout、Vin、Vout和D1均確定時(shí)，工作模式由L的大小決定，當(dāng)在連續(xù)模式下工作時(shí)

計(jì)算可得到L≥90 μH。

輸出電容Vout：假定紋波電壓限值為ΔVout，則

當(dāng)紋波電壓為1 V時(shí)，電容值應(yīng)大于75 μF。

諧振電容Cr和緩沖電容Ct：在主開關(guān)接通之前，當(dāng)電感與電容諧振時(shí)，Cr與Ct并聯(lián)并影響諧振時(shí)間；在主開關(guān)與輔助開關(guān)關(guān)斷期間，Cr與Ct減小了主開關(guān)和輔助開關(guān)電壓的上升速率，經(jīng)驗(yàn)值為Cr=5 nF，Ct=15 nF。

諧振電感Lr：Lr根據(jù)諧振時(shí)間和輔助開關(guān)的接通時(shí)間來確定。輔助開關(guān)的接通時(shí)間通常約為周期的0.1倍，在本文中為1 μs，在其接通時(shí)，Lr的電流線性上升時(shí)間與諧振時(shí)間之和應(yīng)＜1 μs，從而可得到

通過計(jì)算可以得到Lr≤10 μH。

在主電路中，采樣網(wǎng)絡(luò)中的電阻值必須充分大，從而使損耗足夠低。根據(jù)損耗及控制信號(hào)電壓的要求，電阻取值為R1=98 kΩ，R2=2 kΩ，R3=300 kΩ，R4=1 kΩ。輸入濾波電容為Cin=10 μF，輸入采樣網(wǎng)絡(luò)中的濾波電容為C1=0.047 μF，輸出采樣網(wǎng)絡(luò)中的濾波電容為C3=2 200 pF。

圖2 ZVT-PWM Boost主電路Fig.2 Main circuit of ZVT-PWM Boost

3.1.3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本文的驅(qū)動(dòng)電路主要要求如下：向SiC功率MOSFET提供的峰值電流和驅(qū)動(dòng)電壓必須是足夠的；對(duì)控制電路及主電路進(jìn)行電氣隔離；在柵極與源極之間提供負(fù)關(guān)斷電壓，從而徹底關(guān)斷MOSFET。

文中所選擇的驅(qū)動(dòng)電路基于驅(qū)動(dòng)芯片MIC4124，圖3中示出了所述驅(qū)動(dòng)電路。主電路中的主開關(guān)和輔助開關(guān)分別由M1和M2來表示。電路模塊主要包括驅(qū)動(dòng)芯片MIC4124和輔助隔離電源，隔離電源對(duì)MIC4145進(jìn)行供電。驅(qū)動(dòng)電流在導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)分別為2.6 A和1.5 A。

在所述驅(qū)動(dòng)電路中，U5和U4為輔助隔離電源模塊，E1經(jīng)由U4向芯片MIC4124提供了20 V的工作電壓，E2經(jīng)由U5向MOSFET的S極提供了2 V電壓；由控制電路產(chǎn)生的控制信號(hào)PWM_A和PWM_B分別經(jīng)由高速光耦U2與U3在其輸出端獲得脈沖信號(hào)Ain和Bin。輔助隔離電源U5的低電壓電平為所述信號(hào)的參考電平。分別經(jīng)由MIC4124的INA引腳以及INB引腳將Ain和Bin輸入，并在輸出引腳OUTA和OUTB處獲得輸出信號(hào)Aout和Bout，以分別用于對(duì)主開關(guān)和輔助開關(guān)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。

驅(qū)動(dòng)電路的R1和R2為柵極驅(qū)動(dòng)電阻，取值為5 Ω。二極管D用于防止主電路中的大電流進(jìn)入驅(qū)動(dòng)電路。

圖3 驅(qū)動(dòng)電路Fig.3 Driver circuit

3.2 電路仿真

本文重點(diǎn)設(shè)計(jì)了逆變電路中的功率主電路模塊，并在orCAD capture CIS軟件中搭建了電路，同時(shí)對(duì)其進(jìn)行詳細(xì)仿真分析。

3.2.1 驅(qū)動(dòng)電路仿真

圖4示出了驅(qū)動(dòng)電路的輸出信號(hào)用于控制主開關(guān)和輔助開關(guān)?？梢钥闯?，驅(qū)動(dòng)電路功能上保持控制電路的輸出信號(hào)時(shí)序不變。同時(shí)，驅(qū)動(dòng)電路實(shí)現(xiàn)了在負(fù)柵源電壓下關(guān)斷，關(guān)斷電壓為-2 V。

圖4 驅(qū)動(dòng)電路輸出信號(hào)Fig.4 Output of the driver circuit

圖5示出了驅(qū)動(dòng)電路能夠提供的峰值電流，可見所述驅(qū)動(dòng)電路可提供的關(guān)斷峰值電流和開啟峰值電流分別為2.3 A和1.5 A。

3.2.2 主電路仿真

圖6示出了ZVT-PWM BOOST逆變器工作期間，主電路中用作主開關(guān)的功率器件的漏源電壓及電流曲線。當(dāng)主開關(guān)開啟后電流上升，同時(shí)主開關(guān)兩端電壓下降至0 V，從而實(shí)現(xiàn)ZVS。波形中漏源電壓下降至0 V且電流上升前有一小段為負(fù)值，原因在于其間主開關(guān)中的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，從而有負(fù)電流，當(dāng)主開關(guān)接通時(shí)，反并聯(lián)二極管中存在恢復(fù)電流，因此出現(xiàn)了電流尖峰，由于此時(shí)電壓為0 V，故并未產(chǎn)生功率損耗。

圖5 驅(qū)動(dòng)電路峰值電流Fig.5 Peak current of the driver circuit

圖6 主開關(guān)漏源電壓及電流Fig.6 Voltage and current of the main switch

圖7示出了主開關(guān)接通時(shí)漏源電壓和電流以及功耗。由圖7可知功耗基本上為零，從而實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖7 主開關(guān)接通期間漏源電壓及電流Fig.7 Voltage and current when the main switch is opened up

圖8示出了主開關(guān)關(guān)斷時(shí)漏源電壓和電流以及功耗。在關(guān)斷瞬間存在一定的損耗，但該損耗較小，對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)值不到1 kW。

圖8 主開關(guān)關(guān)斷期間漏源電壓及電流Fig.8 Voltage and current when the main switch is shut down

圖9示出了輔助開關(guān)漏源電壓和電流曲線。

圖9 輔助開關(guān)漏源電壓及電流Fig.9 Voltage and current of the pilot switch

圖10示出了輔助開關(guān)接通瞬時(shí)電壓和電流以及損耗。在輔助開關(guān)接通時(shí)，由于所在諧振支路上諧振電感電流不會(huì)發(fā)生突變，從而基本實(shí)現(xiàn)了零電流開啟，且接通尖峰損耗比較小。

圖11示出了輔助開關(guān)關(guān)斷期間電壓和電流及損耗。在輔助開關(guān)關(guān)斷時(shí)，由于緩沖電容，電壓上升速率減緩，并與電流波形重疊區(qū)域較小，從而降低了損耗。

3.3 效率分析

根據(jù)ZVT-PWM BOOST電路的仿真結(jié)果，本文中方案的轉(zhuǎn)換效率為98.15%。下面理論估算所述電路結(jié)構(gòu)的最大轉(zhuǎn)換效率（僅考慮導(dǎo)通損耗）。

文中設(shè)計(jì)的功率為4 kW，若不考慮開關(guān)損，則電路中主要損耗為主開關(guān)和輔助開關(guān)的接通損耗。文中當(dāng)SiC功率MOSFET的漏源電壓為400 V時(shí)，導(dǎo)通電阻為約160 mΩ，由于主開關(guān)中并聯(lián)了4個(gè)MOSFET，輔助開關(guān)中并聯(lián)2個(gè)MOSFET，因此主開關(guān)與輔助開關(guān)的導(dǎo)通電阻分別約為40 mΩ和80 mΩ，導(dǎo)通電流的平均值約為40 A，在周期10 μs內(nèi)，主開關(guān)和輔助開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間分別約為7.5 μs和1 μs，從而可計(jì)算得到一個(gè)周期內(nèi)主開關(guān)和輔助開關(guān)以及輸出二極管導(dǎo)通損耗分別占逆變器輸入功率的0.9%、0.3%以及0.3%，這些是電路中的主要損耗，故而理論上的效率應(yīng)為98.5%。由于仿真中的效率為98.15%，由此可知電路中開關(guān)損耗＜0.35%。

圖10 輔助開關(guān)接通期間漏源電壓及電流Fig.10 Voltage and current when the pilot switch is opened up

圖11 輔助開關(guān)關(guān)斷期間漏源電壓及電流Fig.11 Voltage and current when the pilot switch is shut down

在相同的條件下，若采用Si基器件用于電路中的開關(guān)元件，則逆變器仿真效率將降低至約95%，可見SiC材料比Si基逆變器效率高約3.15%，SiC材料器件的應(yīng)用顯著提高了逆變器的效率。

4 測(cè)試結(jié)果

本文使用Allegro軟件來設(shè)計(jì)PCB板，通過對(duì)元件布局規(guī)劃以及關(guān)鍵布線設(shè)計(jì)，來保障電路測(cè)試的可行性，并且進(jìn)行制板和元件焊接。主要測(cè)試了控制電路，驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)電路的可行性。

由圖12可知，信號(hào)3和信號(hào)4互補(bǔ)，頻率為48.5 kHz，約為預(yù)先設(shè)定的頻率100 kHz的一般。

圖12 SG3525測(cè)試波形Fig.12 Test waveform of SG3525

圖13示出了過流保護(hù)電路的測(cè)試結(jié)果，信號(hào)4是電路中電壓比較器同相端的電平，信號(hào)2為SG3525的11引腳輸出，信號(hào)3為SG3525的14引腳的輸出。當(dāng)電流比較小時(shí)，電壓比較器同相端輸出電壓比反相端輸出電壓小，電壓比較器輸出低電平，沒有封鎖SG3525的11引腳和14引腳，從而SG3525和控制電路工作正常。

圖13 過流保護(hù)功能測(cè)試圖Fig.13 Functional test diagram of over-current protection

5 結(jié)語

本文詳細(xì)仿真了功率ZVT-PWM BOOST逆變器中的各項(xiàng)參數(shù)，并得出轉(zhuǎn)換效率及相應(yīng)的性能指標(biāo)，所設(shè)計(jì)的電路與預(yù)期目標(biāo)相符合，最終證實(shí)了功率電力應(yīng)用中SiC功率MOSFET的優(yōu)勢(shì)。同時(shí)，本文證實(shí)了所設(shè)計(jì)的控制電路的可靠性。

[1]艾格林，孫永輝，衛(wèi)志農(nóng)，等.基于MEA-Elman神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的光伏發(fā)電功率短期預(yù)測(cè)[J].電網(wǎng)與清潔能源，2016，32（4）:119-125.AI Gelin，SUN Yonghui，WEI Zhinong，et al.Power short-term prediction of photovoltaic power generation based on MEA-Elman neural network[J].Power System& Clean Energy，2016，32（4）:119-125（in Chinese）.

[2]王以笑，崔麗艷，雷振鋒，等.分布式光伏電站區(qū)域智能調(diào)控系統(tǒng)的研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2016（4）: 118-122.WANG Yixiao，CUI Liyan，LEI Zhenfeng，et al.Research on intelligent control system of distributed photovoltaic power station[J].Power System Protection and Control，2016（4）:118-122（in Chinese）.

[3]張軍軍，鄭飛，張曉琳，等.光伏逆變器低電壓穿越檢測(cè)裝置對(duì)比試驗(yàn)分析[J].電網(wǎng)與清潔能源，2015，31（5）:84-88.ZHANG Junjun，ZHENG Fei，ZHANG Xiaolin，et al.Contrast test analysis of low voltage crossing detection device of photovoltaic inverter[J].Power System and Clean Energy，2015，31（5）:84-88（in Chinese）.

[4]高文祥，王明渝，王立健，等.光伏微型逆變器研究綜述[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2012，40（21）:147-155.GAO Wenxiang，WANG Mingyu，WANG Lijian，et al.Research review of photovoltaic micro-inverter[J].Electric Power System Protection and Control，2012，40（21）: 147-155（in Chinese）.

[5]楊銀堂，賈護(hù)軍，段寶興.碳化硅半導(dǎo)體材料與器件[M].北京:電子工業(yè)出版社，2012.

[6]ROHM Co.，Ltd.SiC MOSFET SCH2080KE datasheet[EB/ OL].（2015-11-1）[2016-06-30].http://www.ROHM.com.

[7]ROHM Co.，Ltd.SiC MOSFET SCS220KE datasheet[EB/ OL].（2015-11-1）[2016-06-30].http://www.ROHM.com.

A Design of PV Inverter Circuit Based on SiC Power Device

XIE Fangjuan，TAN Juhua，PENG Lanfeng
（College of Science and Technology，Nanchang University，Nanchang 330029，Jiangxi，China）

This paper presents a ZVT PWM Boost inverter circuit designed for high power photovoltaic inverter based on the theoretical study of the SiC power MOSFET device.The other element parameters in the circuit are optimized for the basic inverter circuit structure in combination with the SiC power device characteristics of ROHM Corp.The type of driver chips and the topological structure of circuit modules are determined according to the main circuit structure and the requirements in the actual photovoltaic inverter processes.Finally，the main circuits and the control and driver circuit modules of the inverter are simulated by using OrCAD Capture CIS，and functions of the inverter have been verified.The simulation results indicate that the efficiency of the designed inverter can reach 98.15%，improved by 3.15%compared to the Si based IGBT circuits.

ZVT PWM Boost inverter；SiC；driver circuit

2016-05-12。

謝芳娟（1985—），女，碩士，講師，研究方向?yàn)橥ㄐ排c信息技術(shù)；

（編輯 張曉娟）

2015年度江西省教育科學(xué)技術(shù)研究項(xiàng)目（GJJ151497）。

Project Supported by the 2015 Annual Educational Science and Technology Research Program of Jiangxi Province（GJJ151497）.

1674-3814（2016）12-0120-06

TN615

A

譚菊華（1980—），女，碩士，講師，研究方向?yàn)樾盘?hào)傳輸和電子自動(dòng)化設(shè)計(jì)。