基于電流波形檢測法的開關磁阻電動機無位置傳感器控制

李珍國　王紅斌　王江浩　高雪飛　張純江

(燕山大學電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室　秦皇島　066004)

基于電流波形檢測法的開關磁阻電動機無位置傳感器控制

李珍國王紅斌王江浩高雪飛張純江

(燕山大學電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室秦皇島066004)

摘要開關磁阻電動機(SRM)在采用電壓PWM控制方式時，通常在定、轉子齒極開始重疊位置處出現(xiàn)峰值電流。傳統(tǒng)電流梯度法利用該峰值電流的前后電流微分值符號變反的特征，通過微分和過零檢測電路得到轉子位置，但存在檢測電路參數(shù)設計繁瑣，低速運行時不易獲取正確的轉子位置以及容錯能力較差等缺點。為此，提出了一種基于電流波形檢測的轉子位置估算方法。該方法通過比較前后時刻電流大小，在該相關斷時刻確定該相電流峰值及其對應的時間，并與前一相峰值電流對應時間共同計算確定后一相的關斷時間。隨后通過給定開通角，計算出開通角對應脈沖數(shù)，再通過比較當前計數(shù)值與該開通角對應的脈沖數(shù)，確定當前相或后一相的開通時間。該方法不僅保留了不依賴SRM參數(shù)的優(yōu)點，而且無需微分、過零檢測等外圍電路，在低速運行時也能夠得到正確的轉子位置且具有較強的容錯能力。通過基于該方法搭建的SRM無位置傳感器控制系統(tǒng)的DSP驅(qū)動實驗，證明了所提方法的可行性和有效性。

關鍵詞：開關磁阻電動機無位置傳感器控制電流波形檢測法低速

0引言

開關磁阻電動機(Switched Reluctance Motor，SRM)與其他類型電動機相比，具有結構簡單牢固、轉矩慣性比高、調(diào)速范圍寬、可靠性強、控制靈活、容錯能力強、并適于惡劣環(huán)境等諸多優(yōu)勢[1]。但其工作需要知道轉子位置信息，而該位置信息通常由安裝在轉軸上的物理傳感器獲取，這將導致SRM控制系統(tǒng)的成本增加且降低牢固程度。此外，在一些工作環(huán)境較惡劣或無空間安裝位置傳感器的場合不適合安裝物理傳感器。因此，能不依賴位置傳感器得到轉子位置，使得電動機能夠穩(wěn)定運行，一直受國內(nèi)外學者廣泛關注。

文獻[2]通過事先建立的磁鏈和其對位置的偏導數(shù)與電流、位置的關系數(shù)據(jù)庫，由激勵相電壓、電流積分計算得到的磁鏈與由磁鏈-電流-位置關系數(shù)據(jù)庫查表得到的磁鏈進行比較，以該磁鏈偏差結合磁鏈偏導數(shù)-電流-位置關系數(shù)據(jù)庫計算獲得位置偏差，并以此實時修正轉子位置，實現(xiàn)了SRM的高精度無位置傳感器控制。文獻[3-5]僅需事先建立某指定位置處的磁鏈-電流關系數(shù)據(jù)庫，通過實時對比積分計算得到的磁鏈和由磁鏈-電流關系數(shù)據(jù)庫查表得到的磁鏈，判斷出SRM是否到達該指定位置。其中，文獻[3]詳細分析了所選指定位置對估算位置誤差的影響，總結出該指定位置應遠離非對齊和對齊位置且相電流較大的一處轉子位置。文獻[4]利用便于實驗得到的對齊位置處的磁鏈-電流關系數(shù)據(jù)庫，對該數(shù)據(jù)庫中的磁鏈乘以一個小于1的系數(shù)，并與積分計算的磁鏈進行比較，確定是否關斷激勵相和開通下一相，無需再估算其他位置信息。文獻[5]利用關斷角位置處的磁鏈-電流關系數(shù)據(jù)庫，與積分計算得到的磁鏈進行比較，確定是否到達指定關斷角位置，并以此估算其他轉子位置。文獻[6]以忽略三次項以上的傅里葉級數(shù)電感模型為基礎，推導出轉子位置與激勵相電感瞬時值以及傅里葉級數(shù)電感系數(shù)之間的關系表達式，并以此實時計算出轉子位置。其中，激勵相電感瞬時值由激勵相電壓、電流積分計算出的磁鏈除以該相電流得到；傅里葉級數(shù)電感系數(shù)由事先建立的對齊、非對齊及兩者正中間位置處的電感-電流數(shù)據(jù)庫查表計算得到。文獻[7]利用SRM采取電壓PWM控制方式時，在定、轉子齒極開始重疊位置處出現(xiàn)峰值電流的特點，通過電流梯度法對激勵相電流實時進行低通濾波—微分—二次低通濾波—過零檢測，得到定、轉子開始重疊位置，無需事先建立磁鏈或電感對位置和電流的關系數(shù)據(jù)庫。文獻[8-10]通過對非導通相繞組施加高頻檢測脈沖電壓，根據(jù)響應電流斜率或峰值與瞬時電感的關系，估算出轉子位置信息。其中，文獻[8]給出了響應電流斜率反比于瞬時電感的關系式，根據(jù)實時計算出的響應電流斜率與給定閾值進行比較判斷是否到達開通/關斷角位置。文獻[9]設定了兩個電流閾值，分別用于判斷是否到達開通/關斷角位置和高頻檢測脈沖注入相之間的切換，以保證最大/最小電感區(qū)域不進行轉子位置估計進而提高位置估計準確度。文獻[11]利用SRM在電感下降區(qū)執(zhí)行零電壓續(xù)流時，在定、轉子齒極開始不重疊位置處出現(xiàn)峰值電流的特點，對續(xù)流電流進行低通濾波—微分—二次低通濾波—過零檢測，得到定、轉子開始不重疊的位置，可采用電流滯環(huán)、電壓PWM和單脈沖等控制方式。文獻[12]結合基于非導通相注入高頻檢測脈沖的全周期電感分區(qū)策略和通過曲線擬合得到的角度-電感模型，進行了連續(xù)的轉子位置估算。文獻[13]為了獲得連續(xù)的轉子位置信息，在SRM定子齒中安裝了檢測線圈繞組，并對該檢測線圈通入高頻檢測脈沖。因與相繞組互為獨立，在任意轉速下皆可注入高頻脈沖信號，可應用于較寬調(diào)速控制場合。

與文獻[7]類似，本文同樣利用了當SRM執(zhí)行電壓PWM控制方式時，在定、轉子齒極開始重疊位置處出現(xiàn)峰值電流的特點，但與采用電流梯度法估計峰值電流對應位置的文獻[7]不同，本文提出一種新型無位置傳感器控制方法：通過對激勵相前后時刻采樣的電流進行比較，在該相關斷時刻確定該相峰值電流對應時間，并與前一相峰值電流對應時間結合計算決定后一相關斷時間，而后一相開通時間由開通角任意給定。其中，時間可用固定頻率的定時器計數(shù)。所提方法不僅保留了不依賴SRM參數(shù)的優(yōu)點，且無需進行微分、過零檢測，在低速運行時也能夠得到正確的轉子位置，具有較強的容錯能力。通過相應的DSP驅(qū)動實驗，證明了所提無位置傳感器控制方法的可行性和有效性。

1理論依據(jù)

1.1電壓PWM控制驅(qū)動SRM系統(tǒng)的相電流特點

所提出的無位置傳感器控制方法以電壓PWM控制方式和相電流在定、轉子齒極開始重疊位置處出現(xiàn)峰值為前提。圖1給出了SRM采取電壓PWM控制方式時的理想電感、相電流和相電壓波形。只要轉子旋轉到任意相的給定開通角和關斷角(對應圖1中的θon和θoff)之間時，就給該相繞組施加具有固定開關頻率和一定占空比的正電壓。占空比大小與轉速和負載的給定有關，在系統(tǒng)中可由電流內(nèi)環(huán)控制器得到，也可直接由速度控制器得到。當系統(tǒng)采用不對稱橋式功率變換器和軟斬波(即單管斬波)方式時，該占空比值同時是該相橋臂中負責進行PWM斬波的開關管占空比。

圖1　電壓PWM控制下的電流、電壓波形Fig.1　Phase current and phase voltage waveforms in voltage PWM control

在忽略相電阻壓降的條件下，基于理想電感模型，分析轉子旋轉到定、轉子齒極開始重疊位置(即圖1中的θ1)時相電流達到峰值所需條件。到達θ1的前一時刻，因電感對位置的斜率?Lph/?θ=0，故相電流的電流微分方程為

(1)

式中，Lmin為定、轉子齒極處于非重疊位置時的電感值，即理想電感曲線中的最小值；D為PWM電壓斬波所對應占空比；Udc為不對稱橋式功率變換電路的直流母線電壓。

由式(1)可知，轉子到達θ1前，相電流將以正比于占空比的變化率持續(xù)增加，到達θ1時刻的相電流值為

(2)

式中，θon為開通角；ωrm為轉子機械角速度。

經(jīng)過θ1的后一時刻，相電流的電流微分方程為

(3)

式中，k為經(jīng)過θ1后一時刻的電感對位置θ的斜率，即?Lph/?θ，在理想電感模型中k為常值。

把式(2)代入式(3)，可得

(4)

由式(4)可看出，轉子到達θ1后，電流變化率的正負與θon有關，通過設定適當?shù)摩萶n值，可實現(xiàn)經(jīng)過θ1后電流下降的目的，進而滿足在θ1處出現(xiàn)峰值電流的條件。以上結論雖在忽略電阻壓降且理想電感模型的條件下得到，但是仍然適用于實際運行中。

利用相電流在θ1處達到峰值的這一特點，各相可在每個電周期內(nèi)能夠確定一次轉子位置信息，通過相鄰已確定的轉子位置信息除以經(jīng)過時間可得轉速及轉子其他位置信息，從而實現(xiàn)換相。

1.2相電流峰值的檢測

由以上分析可知，若采用某種策略檢測出相電流峰值，就能夠確定θ1位置。為此，文獻[7]提出了一種電流梯度法：首先將相電流檢測信號通過巴特沃思二階低通濾波器濾掉PWM高頻斬波信號，再經(jīng)過微分電路和二次低通濾波器得到電流梯度值，最后利用過零比較器使其在轉子經(jīng)過θ1位置瞬間輸出一個位置檢測脈沖信號，從而能夠確定θ1位置信息。該方法因無需事先知道電動機的電阻、電感或磁化曲線等參數(shù)，具有不依賴SRM參數(shù)的優(yōu)點，但是也存在如下缺點：

(1)考慮到微分運算和非線性電流波形，使得電流梯度檢測電路的參數(shù)設計較為繁瑣。

(2)在低速運行時，因單位時間內(nèi)的電流變化很小，微分計算準確度會大大降低，得不到正確的轉子位置。

經(jīng)尾靜脈注射腫瘤細胞后，小鼠體質(zhì)穩(wěn)定，狀態(tài)良好。4%多聚甲醛固定48 h后肝組織的大體標本，于體視顯微鏡下觀察，發(fā)現(xiàn)對照組的肝組織有少量的轉移灶，實驗組和預防組未發(fā)現(xiàn)肉眼可見的轉移灶；對照組可見微小轉移灶，在實驗組和預防組未見明顯的微小轉移灶。

(3)當電流梯度檢測電路錯誤地輸出一個位置檢測脈沖信號時無法做到其他補救措施，即容錯能力較差。

針對以上缺點，本文采用通過比較前后時刻電流大小獲得電流峰值，以達到無須進行微分、過零比較檢測，低速時也能正確得到轉子位置的目的。此外，為提高容錯能力，在激勵相關斷時刻確定電流峰值,并以此確定轉子位置信息，不會在經(jīng)過θ1位置瞬間確定。

圖2給出了通過比較前后時刻值獲取電流峰值的示意圖。

圖2　通過比較前后時刻值獲取電流峰值的示意圖Fig.2　Principle diagram of peak current by comparing the value before and after

圖2中，采用固定頻率的脈沖數(shù)計時，當前相即第k相的計時從前一相即第k-1相的關斷時刻開始，持續(xù)到當前相的關斷時刻結束。在此計數(shù)過程中，通過不斷地比較前后時刻采樣電流大小，獲得并保存相電流峰值imax(k)和對應脈沖數(shù)Nimax(k)。如此，可在當前相關斷時刻，利用Nimax(k)和前一相的Nimax(k-1)，計算得到經(jīng)過相鄰兩相間電流峰值之間距離對應脈沖數(shù)NT(k)。

NT(k)=Nimax(k)+Noff(k-1)-Nimax(k-1)

(5)

式中，Noff(k-1)為前一相關斷角對應脈沖數(shù)。

對于已有SRM，該相鄰兩相間電流峰值之間距離為常數(shù)，如對于三相12/8 SRM，該距離為15°。

1.3開通、關斷時刻的確定

當前相關斷時刻由當前相計數(shù)過程中通過比較當前計數(shù)值N(k)與關斷角對應脈沖數(shù)Noff(k)確定。而Noff(k)是在前一相關斷時刻由前次的NT(k-1)計算得到。由圖2可知，理想情況下有Noff(k)=NT(k-1)。但由于使用脈沖計數(shù)并且存在電流檢測、計算、積累等誤差，使得須對NT(k-1)進行一定修正后才會等于Noff(k)，如圖3所示。其計算公式為

Noff(k)=NT(k-1)+NΔ(k-1)-N2(k-1)

(6)

式中，N2(k-1)為前一相電流峰值所在位置到該相實際關斷位置之間的脈沖數(shù)，N2(k-1)=Noff(k-1)-Nimax(k-1)；NΔ(k-1)為前一相電流峰值所在位置到該相理想關斷位置之間的脈沖數(shù)，NΔ(k-1)=GoffNT(k-1)；Goff為電流峰值所在位置到該相理想關斷角位置之間的距離與相鄰兩相開通角或關斷角之間的距離之比。對于已有SRM，當給定關斷角θoff固定不變時，Goff為常數(shù)。

圖3　確定當前相關斷時刻對應脈沖數(shù)的示意圖Fig.3　Principle diagram of confirming the pulse count of turn-off moment at present

由此可得Noff(k)的最終計算公式為

Noff(k)=(1+Goff)NT(k-1)+Nimax(k-1)-Noff(k-1)

(7)

當導通角(即θdw=θoff-θon)大于相鄰兩相開通角或關斷角之間的角度時，后一相的開通時刻會出現(xiàn)在當前相的關斷時刻之前，如圖4中的第k+1相開通時刻出現(xiàn)在第k相關斷時刻之前。此時，在當前相計數(shù)過程中，通過比較當前計數(shù)值N(k)與開通角對應脈沖數(shù)Non(k+1)，可確定后一相的開通時刻。由圖4可知，Non(k+1)的計算公式為

Non(k+1)=Noff(k)-GonNT(k-1)

(8)

式中，Gon為后一相開通到當前相理想關斷角之間的距離與相鄰兩相開通角或關斷角之間的距離之比，Gon僅與開通角θon有關。

圖4　確定后一相開通時刻對應脈沖數(shù)的示意圖Fig.4　Principle diagram of confirming the pulse count of turn-on moment at the next phase

同理，當導通角不大于相鄰兩相開通角或關斷角之間的角度時，后一相的開通時刻會出現(xiàn)在當前相的關斷時刻之后。因與前段分析類似，在此不再贅述。

1.4系統(tǒng)的整體構成

基于上述無位置傳感器控制方法，搭建了如圖5所示的SRM速度控制系統(tǒng)。系統(tǒng)中，電壓PWM控制器所需占空比D*由速度控制器直接給出；各相的開通/關斷信號由開通/關斷時刻輸出單元，比較當前的脈沖計數(shù)值N(k)與計算得到的開通/關斷角對應脈沖數(shù)確定。圖5中，以前一相關斷時刻為例，給出了當前相關斷角對應脈沖數(shù)Noff(k)和后一相開通角對應脈沖數(shù)Non(k+1)的獲取框圖，分別對應式(7)和式(8)。此外，圖5中還以當前相開始計數(shù)到該相關斷前為例，給出了當前相電流峰值對應脈沖數(shù)Nimax(k)和相鄰兩相電流峰值之間對應脈沖數(shù)NT(k)的獲取框圖，對應式(5)，且由NT(k)通過轉速計算單元得到轉速信息，以便用于轉速閉環(huán)控制。

圖5　所提開關磁阻電動機無位置傳感器控制系統(tǒng)Fig.5　Proposed SRM sensorless control system

2系統(tǒng)實驗

2.1電動機主要參數(shù)

為了驗證所提無位置傳感器控制方法的有效性，把一臺三相12/8極SRM用作實驗樣機。電動機的額定電壓、額定轉速和額定功率分別為300 V、1 800 r/min 和130 W；定、轉子極寬分別為14°和16°。圖6給出了SRM無位置傳感器控制實驗系統(tǒng)。實驗中使用的DSP采用TI公司的TMS320F28335—150，用于計時的脈沖計數(shù)器的頻率為40 kHz。直流母線電壓為300 V，負載采用Magtrol公司的磁滯測功機(HD—705—8NA—0100型)，可由同一家公司的DSP6001型控制器提供獨立于轉速的制動轉矩。

圖6　無位置傳感器控制實驗系統(tǒng)Fig.6　Sensorless control experimental system

2.2所提方法的可行性驗證

由上述分析可知，所提無位置傳感器控制方法是否可行，與相電流峰值的捕獲和關斷角對應脈沖數(shù)的估算密不可分。為此，控制系統(tǒng)在有位置傳感器下采用電壓PWM控制方式運行時，分別進行了獲取電流峰值對應位置并以此計算關斷角對應脈沖數(shù)的實驗。

圖7給出了560 r/min的轉速下，獲取電流峰值對應位置的實驗結果。轉子的參考位置固定在A相的定、轉子齒極對齊位置。實驗中，A相每次開通起至關斷，實時進行前后時刻電流的比較，在A相關斷時刻確定電流峰值，并把該值imax與其對應轉子位置θimax保存到DSP中。圖7中θ即為A相工作期間實時得到的電流峰值對應轉子位置波形。實驗結果表明，雖然每次檢測到的電流峰值對應位置與實際值之間有一定的偏差，但是其偏差不大。如在圖7中，電流峰值大都發(fā)生在29.3°的位置處，其上下偏差小于0.7°。改變轉速和負載也會得到近似結果。

圖7　獲取電流峰值對應位置的實驗結果Fig.7　Experimental results for obtaining the position of peak current

圖8分別給出了210 r/min和1 000 r/min的轉速下，計算關斷角對應脈沖數(shù)Noff的實驗結果。實驗中，一旦當前相的計數(shù)值N(k)超過Noff(k)時，當前相的計數(shù)立即結束，并開始后一相的計數(shù)且計數(shù)器值N(k+1)清零。同時，在這一時刻利用已存的電流峰值對應脈沖數(shù)Nimax(k)，代入式(5)計算得到過去兩相電流峰值之間對應脈沖數(shù)NT(k)；再通過式(7)計算得到后一相的Noff(k+1)。實驗結果表明，通過計數(shù)值與關斷角對應脈沖數(shù)比較而獲得的關斷時刻和位置都很接近所希望的關斷時刻和位置，可完全替代給定關斷角與實際轉子位置的比較。由于用于計時的脈沖計數(shù)器的頻率是固定的，因此隨著轉速增加，關斷角對應脈沖數(shù)Noff將減小，使得電流峰值檢測準確度對關斷時刻和位置的影響會增加。

圖8　計算關斷角對應脈沖數(shù)的實驗結果Fig.8　Experimental results of counting the pulse count of turn-off angle

2.3所提無位置傳感器控制系統(tǒng)

圖9分別給出了240 r/min和600 r/min的轉速下，基于所提無位置傳感器控制方法確定開通/關斷時刻時的穩(wěn)定運行實驗結果。圖9中，為便于比較，同時給出了按實際轉子位置和同頻率計數(shù)的波形。當通過位置傳感器檢測到轉子到達各相指定關斷角位置時，該計數(shù)值將清零并重新計數(shù)。實驗中，開通/關斷角分別定為20.3°和39.4°?？紤]到電流峰值基本出現(xiàn)在29.3°，式(7)和式(8)中的Goff和Gon分別為0.673和0.273。實驗結果表明，以計數(shù)值與開通/關斷角對應脈沖數(shù)比較而選擇開通/關斷時刻時，其關斷位置很接近以實際轉子位置確定的關斷角位置，能夠保證電動機運行平穩(wěn)。而且，在當前相關斷位置處，通過相鄰的電流峰值對應脈沖數(shù)，能夠判斷所得當前相的Nimax(k)是否可用。若某種理由導致得到的Nimax(k)與前一相的Nimax(k-1)比較差異較大，則可舍棄當前相的Nimax(k)，以前一相的Nimax(k-1)取代它。這種措施雖然可提高無位置控制方法的容錯能力，但也將帶來不適用于轉速變化較大場合的缺點。

圖9　無位置傳感器條件下穩(wěn)定運行時的實驗結果Fig.9　Experimental results of stable operation after sensorless control system

圖10　額定負載下的無位置傳感器控制實驗結果Fig.10　Experimental results of sensorless control at rated load

圖11　1/2額定負載下的無位置傳感器控制實驗結果Fig.11　Experimental results of sensorless control at half rated load

圖10和圖11分別給出了在額定轉矩(0.7 N·m)和1/2額定轉矩(0.35 N·m)負載下的電動機無位置傳感器控制實驗結果。圖中，為了得到各相實際開通和關斷位置，同時給出了由位置傳感器檢測到的實際轉子位置波形。實驗結果表明，無論是額定負載或1/2額定負載，還是500 r/min或1 000 r/min，當采用所提無位置傳感器控制方法時，各相的實際開通/關斷角都很接近給定值，偏差小于0.7°，能夠保證電動機穩(wěn)定運行。

圖12給出了額定負載下，電動機在500 r/min的轉速穩(wěn)定運行時，以斜坡方式給定1 000 r/min，待轉速穩(wěn)定后再以斜坡方式給定500 r/min時的無位置傳感器速度控制系統(tǒng)實驗結果。所提無位置傳感器控制方法由于不適用于轉速變化較大的場合，在此給定以某一固定斜率變化的斜坡參考轉速。實驗中，每15°計算一次轉速并執(zhí)行PI速度控制器。從實驗結果可看出，基于所提無位置傳感器控制方法的PI調(diào)速系統(tǒng)，工作穩(wěn)定，調(diào)速性能良好。

圖12　斜坡轉速指令下的無位置傳感器控制實驗結果(500→1 000→500 r/min)Fig.12　Experimental results of sensorless control at ramp speed reference

3結論

本文提出了一種開關磁阻電動機無位置傳感器控制新方法，對該方法的理論分析與實驗結果表明：

1)通過比較前后時刻電流大小，可獲取該電流峰值和其對應時刻，無須進行微分、過零比較檢測。計時間可用固定頻率的脈沖計數(shù)器，起、終點分別是前一相和當前相的關斷時刻。

2)通過給定關斷角，可計算出關斷角對應脈沖數(shù)。根據(jù)當前計數(shù)值與該關斷角對應脈沖數(shù)的比較，確定當前相的關斷時刻。

3)通過給定開通角，可計算出開通角對應脈沖數(shù)。根據(jù)當前計數(shù)值與該開通角對應脈沖數(shù)的比較，確定當前相或后一相的開通時刻。

4)所提無位置傳感器控制方法與電流梯度法一樣，同樣不能適用于起動。因此需要配套其他起動方法使用。

5)由于在導通相關斷時刻才確定電流峰值和對應脈沖計數(shù)值，通過前一相和當前相的相關脈沖數(shù)的比較，可判斷檢測到的電流峰值與對應脈沖數(shù)是否可用，故會增強無位置傳感器控制系統(tǒng)的容錯能力，但會帶來該方法不適用于轉速變化較大場合的缺點。

6)該方法無需外接額外硬件，無需存磁化曲線數(shù)據(jù)，控制器所占空間和運算量較小。

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Sensorless Control of Switched Reluctance Motor Based onCurrent Waveform Detection Method

Li ZhenguoWang HongbinWang JianghaoGao XuefeiZhang Chunjiang

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

AbstractIn case of switched reluctance motor(SRM)using voltage PWM control mode,the peak current usually appears at the initial overlapping position between the stator and the rotor poles.In the conventional current gradient method,the rotor position can be estimated through the differential and zero crossing detection circuit by using the characteristics of the sign inversion of the current differential value before and after the peak current.However this method has such disadvantages as tedious parameters design for differential and zero crossing detection circuit,difficulty in obtaining the correct rotor position under the low-speed region,and poor fault tolerance ability.For these reasons,a current waveform detection based rotor position estimation method is proposed in this paper.This method confirms the phase peak current and the corresponding time in the turn-off time by comparing the current values before and after the present moment,then calculates and confirms the turn-off time of the next phase by combining the time of the previous phase peak current.Then the pulse number which corresponds to the opening angle can be calculated by given the opening angle,and then the turn-on time of the present or the next phase can be confirmed by comparing the present count value with the pulse number which corresponded to the opening angle.Compared to conventional current gradient method,the proposed method not only retains the merit of conventional method,such as independent of SRM parameters,but also needs no differential and zero crossing detection peripheral circuits.Meanwhile,the proposed method could get more correct rotor position and have better fault tolerant ability at low speed region.Through DSP based experiments on the SRM sensorless control system which is constructed according to the proposed method,the feasibility and validity of the proposed method is verified.

Keywords：Switched reluctance motor，sensorless control，current waveform detection method，low speed

收稿日期2015-09-21改稿日期2015-12-22

作者簡介E-mail：lzg@ysu.edu.cn E-mail：zhangcj@ysu.edu.cn(通信作者)

中圖分類號：TM352

國家自然科學基金資助項目(51477148)。

李珍國男，1973年生，博士，副教授，研究方向為電力電子與電力傳動。

張純江男，1961年生，研究方向為電力電子與電力傳動。