高 強,范麗敏,韓東升

(華北電力大學電子與通信工程系,河北保定 071003)

一種新的四進制差分空間調制方法

高 強,范麗敏,韓東升

(華北電力大學電子與通信工程系,河北保定 071003)

在SM(空間調制)系統(tǒng)中,基于差分編碼思想對4根發(fā)射天線情況提出了一種新的DSM(差分空間調制)方案。在接收端解調時采用差分直接檢測法,即根據(jù)前后相鄰兩時刻的接收信號差進行解調。該方法只需測定初始的信道參數(shù),后續(xù)接收端與發(fā)送端均不需要知道信道狀態(tài)信息,通信過程中可以抵抗信道參數(shù)變化。對DSM方案進行了性能仿真,結果表明,該四進制DSM方案能夠實現(xiàn)通信,并且具有較好的抗信道參數(shù)變化性能。

空間調制;差分編碼;多輸入多輸出;差分檢測

0 引 言

SM(空間調制)[1]技術最早由Raed Mesleh等人提出,其有效地提高了系統(tǒng)的頻譜效率和傳輸性能[2],是一種極具潛力的新型多天線技術[3],也是5G移動通信系統(tǒng)無線傳輸關鍵技術的有力競爭者。SM大多假設接收端已知信道狀態(tài)信息,在信道狀態(tài)改變慢于符號傳輸速率時較為合理,但不適合高速移動場景。信道改變迅速時接收端若要獲得精確的信道狀態(tài)信息非常困難,其成本也會大大增加。DSM(差分空間調制)可在信道狀態(tài)信息未知的情況下完成調制解調,適合高速移動場景。差分的概念在MIMO(多輸入多輸出)中已成功實現(xiàn)[4-8],也有學者提出將差分應用于SM[9-10],文獻中具體闡述了發(fā)送端為兩根或3根天線時,在PSK(相移鍵控)調制方式下DSM的編碼傳輸。

本文針對發(fā)送端有4根天線的情況提出了一種新的DSM方案,在發(fā)送端結合差分編碼的思想激活天線,接收端采用差分直接檢測的解調方法。通過理論推導并進行了仿真研究,給出了抗噪聲性能曲線。

1 差分空間調制

在SM系統(tǒng)中,假設發(fā)射天線有Nt根,接收天線Nr根。本文提出的DSM中,取Nt=4,Nr為任意值。在傳統(tǒng)SM中,發(fā)送時隙只激活一根天線,定義S為每個時刻傳輸?shù)腘t維列向量信號,且S中只有一個非零元素Si,i∈[1∶Nt]表示被激活的天線序號。H為Nr×Nt信道傳輸矩陣,n為Nr維列向量加性高斯白噪聲,y為接收端在空間域上接收到的信號向量。對信道建模時有傳統(tǒng)的時間域卷積關系和表達傳輸衰減量的乘積關系兩種形式,在SM中,均采用乘積關系模型。根據(jù)文獻[2]、[9]和[10],接收端的接收信號向量y可表示為

H可表示為

式中,hNrNt表示發(fā)射天線Nt到接收天線Nr之間的

傳輸信道增益,寫成向量形式為

式中,hj表示從發(fā)射天線j(j∈[1∶Nt])到所有接收天線的信道增益,即

1.1 DSM編碼規(guī)則

4根發(fā)射天線的DSM系統(tǒng)中,將4根天線兩兩分組,每個時刻同為一組的天線中只有一根被激活,在同一時刻被激活的兩根發(fā)射天線同時工作。圖1所示為差分天線的編碼方式,其中,A號和B號發(fā)射天線為一組,a號和b號發(fā)射天線為另外一組。因此,同一時刻工作的天線組合為(A a)、(A b)、(B a)和(B b),分別對應圖1中T4～T14種狀態(tài)。天線組合方式確定后規(guī)定:當輸入四進制碼元為00時,當前時刻激活天線組合不變,即保持與上一時刻工作天線組合狀態(tài)相同;當輸入四進制碼元為01時,若上一時刻激活的天線組合為T1狀態(tài),則當前時刻激活天線組合為T2狀態(tài),或者是其逆過程;若上一時刻激活的天線組合為T2狀態(tài),則當前時刻激活天線組合為T1狀態(tài),T3狀態(tài)和T4狀態(tài)之間跳變;當輸入四進制碼元為10時,激活的天線組合在T1和T3狀態(tài)之間跳變、或者T2和T4狀態(tài)之間跳變;當輸入四進制碼元為11時,激活的天線組合在T1和T4狀態(tài)、T2和T3狀態(tài)之間跳變。

圖1 天線編碼方式

圖1 中還具體給出了發(fā)射天線的工作狀態(tài)轉移圖及輸入不同的四進制碼元時激活天線組合的跳變情況,空心圓點表示發(fā)射天線不工作,實心圓點表示該發(fā)射天線被激活。DSM即用前后相鄰時刻天線組合的不同跳變來表示碼元序列00、01、10或11。

1.2 DSM檢測

差分直接檢測法是根據(jù)DSM的特點提出的一種解調方法,其原理是根據(jù)前后兩個時刻接收端收到的信號差來判斷天線工作狀態(tài)的跳變情況,然后恢復出激活天線組的四進制碼元序列。差分直接檢測與其他檢測方法的最大不同是僅需要在傳輸開始時刻給出信道狀態(tài)信息,之后可以在信道狀態(tài)信息未知的情況下完成解調,這也是差分直接檢測法最大的優(yōu)點。

假設信道中沒有噪聲干擾,接收端k時刻收到的信號向量為y(k),k+1時刻收到的信號向量為y(k+1),發(fā)送端k時刻發(fā)出的信號向量為s(k),k+ 1時刻發(fā)出的信號向量為s(k+1),信道傳輸矩陣為H,則由式(1)可知

由式(7)可知,如果接收端的信道矩陣前后時刻不發(fā)生變化,則當前時刻與前一時刻收到的信號向量的差的模值只與發(fā)送信息的改變有關,即由發(fā)送信號向量決定接收信號向量,其模值大小反映了不同的狀態(tài)跳變,因此能準確解調SM信息。在信道慢衰落條件下,信道矩陣變化較小,可以忽略信道參數(shù)的微小波動,認為前后時刻的信道矩陣參數(shù)近似相等,此時,仍然可以認為接收信號向量的模值變化主要是由發(fā)送信息的變化而引起,因此,也能準確解調SM信息。

若信道參數(shù)微小波動,H(k)表示k時刻的信道參數(shù),H(k+1)表示k+1時刻的信道參數(shù),則式(5)～式(7)可表示為

由式(3)可知,若H(k)表示為

則H(k+1)可表示為

式中,j=1,2,…,Nt;m為Nr維列向量,由信道的微小變化引起。而慢衰落信道中兩個相鄰時刻的信道變化不會很大,幾乎可以認為H(k+1)與H(k)相差不大,因此式(10)近似等于式(7)。DSM系統(tǒng)中,用于選擇天線的四進制碼元序列與前后相鄰兩時刻激活天線組跳變情況之間的關系如表1所示。

表1 碼元與天線組跳變

由表1可知,每個四進制碼元序列分別對應4種跳變情況,由于同一時刻激活兩根天線,結合式(3)與式(7),可得碼元與接收端的信號差如表2所示。

表2 碼元與接收端信號差

因此,接收端解調時,在得到相鄰兩時刻接收信號向量差后,經(jīng)過以下計算即可完成解調:

式中,E為相鄰時刻接收信號向量的差向量;ET為向量E的共軛轉置;e為向量E的模值;為接收端k時刻解調得到的符號。

傳輸開始時刻給出信道狀態(tài)信息,依據(jù)信道狀態(tài)信息可以分別得到表2中四進制碼元序列所對應的接收端信號差。式(13)即為兩個相鄰時刻接收信號向量做差,得到差的列向量E,相鄰時刻接收端信號差向量E經(jīng)過式(14)計算后,結合表2可知,四進制碼元序列01對應的兩個差值是一個相同的數(shù),同理,碼元序列10對應的也是一個差值,碼元序列11對應的是兩個不同的差值。判斷e的值并分別與表2中的差值進行比較,依據(jù)前后相鄰兩時刻接收信號的差值即可解調出輸入的四進制碼元序列。Q(·)為星座量子化函數(shù),式(15)用于解調出調制符號,并通過SM反映射即可恢復出原始輸入比特。

2 DSM系統(tǒng)性能分析

2.1 DSM頻譜利用率

DSM系統(tǒng)中,發(fā)送端每個時刻發(fā)送信息的位數(shù)R(即頻譜利用率)包括兩個獨立部分,空間域中用來選擇天線跳變狀態(tài)的部分和信號域里用來符號調制的部分,因此R可表示為

式中,M為信號調制的進制數(shù)。式(16)與文獻[2]中提到的傳統(tǒng)SM的頻譜利用率相同,并未降低頻譜利用率。在這方面,本文提出的天線編碼方式優(yōu)于文獻[9]和[10],因為文獻中的頻譜利用率有所降低。

2.2 差分檢測性能分析

差分直接檢測法解調時僅僅在初始時刻需要信道狀態(tài)信息,之后可在信道參數(shù)未知時完成解調,能降低信道估計的成本。由于差分直接檢測法是依據(jù)前后相鄰兩個時刻接收信號求差進行解調,因此,在一定程度上可以對抗信道參數(shù)變化,信道參數(shù)的變化不會因為長時間積累導致變化較大進而影響解調性能。

在Nt和Nr均為4時,對SM和DSM進行仿真對比,符號調制均為BPSK(二進制相移鍵控)調制,信號速率為3 bit/s/Hz,由于SM是傳統(tǒng)意義上的空間調制,發(fā)送端每個時刻只激活一根天線,因此接收端采用MRC(最大合并比)解調;DSM發(fā)送端每個時刻同時激活兩根天線,接收端采用差分直接檢測解調。圖2所示為SM與DSM在不同信噪比時誤碼率的對比。

圖2 兩種方案的誤碼率對比

由圖2可知,DSM的差分直接檢測法比SM的MRC解調性能稍差,SM在大約22 d B時誤碼率為10―4,而DSM達到相同誤碼率需要34 dB的信噪比,但DSM僅需要知道初始時刻的信道傳輸矩陣,對噪聲干擾的要求更高,使得接收端在沒有信道狀態(tài)信息時也可以完成解調,為信道質量較高的場合提供了一種新的方法。

圖3所示為信道變化時的解調對比,實驗環(huán)境同圖2,令初始時刻SM與DSM誤碼率相同且均為10―4,即SM的信噪比為22 dB,DSM的信噪比為34 dB,測量該誤碼率下兩種解調方法在信道變化隨時間積累時對誤碼率的影響。

圖3 信道變化時解調對比

由圖3中可以看出,前3個時刻信道變化較小,

且時間積累不多,對誤碼率幾乎沒有影響。從第4個時刻開始,信道變化積累了一定時間,與初始時刻相比,信道變化較大,兩種解調方法的誤碼率均開始上升,解調性能變差。隨著第7個時刻的開始,MRC解調性能急劇下滑,差分直接檢測性能雖然也變差,但仍優(yōu)于MRC解調,這是因為隨著信道變化積累越來越大,MRC已無法正確解調,實際中往往需要監(jiān)測信道參數(shù),并通過時時更新來解決信道變化問題。而差分直接檢測法是利用前后相鄰兩個時刻信號差來解調,信道變化在前后相鄰兩個時刻不會變化太大,這種微小變化不足以引起解調性能驟變,且前后時刻做差時,信道變化也會被抵消一部分,因此在信道變化隨時間延續(xù)而積累時,差分直接檢測法受影響較小,性能優(yōu)于MRC解調。

2.3 解調復雜度分析

以發(fā)送端和接收端天線數(shù)目均為4為例,兩種算法的解調復雜度對比如表3所示。

表3 解調算法復雜度對比

由表3可以看出,差分直接檢測法雖然在比較次數(shù)和求和(差)次數(shù)上多于MRC解調,但求積運算次數(shù)遠小于MRC,差分直接檢測法并沒有增大接收端解調的計算復雜度。

2.4 系統(tǒng)適用場景分析

結合對DSM的性能分析可知,該方案適用于信道更新頻繁但信噪比高的場景,因為接收端不需要時時監(jiān)測更新信道狀態(tài)信息,降低了接收機的復雜度和系統(tǒng)成本開銷。在信道質量高即噪聲干擾小、信號條件較好的場景中,DSM的優(yōu)勢更加明顯。在近距離基站與基站間傳輸時,該方案也是不錯的選擇。DSM還可應用在發(fā)送端需要自動選擇天線的場景中,也為將來5G移動通信提供了一種選擇。

3 結束語

本文提出了一種新的4根發(fā)射天線的DSM方案,描述了DSM傳輸和檢測的具體實施原理。仿真研究了DSM方案的性能,給出了仿真曲線,結果表明,本文所提方案只需初始時刻的信道狀態(tài)信息,之后可在信道狀態(tài)參數(shù)未知的情況下完成解調,能對抗較小的慢衰落信道變化。

[1]Mesleh R,Haas H,Ahn C W,et al.Spatial modulation-OFDM[EB/OL].(2006-01-01)[2016-06-30].https://www.researchgate.net/publication/260319340_ Spatial_Modulation_-_OFDM.

[2]Mesleh R,Haas H,Ahn C W,et al.Spatial Modulation-A New Low Complexity Spectral Efficiency Enhancing Technique[C]//First International Conference on Communications and Network 2006.Shanghai,China:IEEE,2006:1―5.

[3]Jeganathan J,Ghrayeb A,Szczecinski L.Spatial modulation:optimal detection and performance analysis [J].IEEE Communications Letters,2008,12(8): 545―547.

[4]Renzo D M,Haas H,Grant P M.Spatial modulation for multiple-antenna wireless systems:a survey[J]. IEEE Communications Magazine,2011,49(12): 182―191.

[5]Tarokh V,Jafarkhani H.A differential detection scheme for transmit diversity[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2000,18(7): 1169―1174.

[6]Yu B,Yang L,Chong C.Optimized Differential GFSK Demodulator[J].IEEE Transactions on Communications,2011,59(6):1497―1501.

[7]Cho W,Yang L.Optimum Resource Allocation for Relay Networks with Differential Modulation[J]. IEEE Transactions on Communications,2008,56(4): 531―534.

[8]Huo Q,Song L,Li Y,et al.A Distributed Differential Space-Time Coding Scheme With Analog Network Coding in Two-Way Relay Networks[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2012,60(9): 4998―5004.

[9]Bian Y,Wen M,Cheng X,et al.A differential scheme for spatial modulation[C]//GLOBECOM 2013.Piscataway,USA:IEEE,2013:3925―3930.

[10]Bian Y,Cheng X,Wen M,et al.Differential Spatial Modulation[J].IEEE Transactions on Vehicular Technology,2015,64(7):3262―3268.

A New Method of Quaternary Differential Spatial Modulation

GAO Qiang,FAN Li-min,HAN Dong-sheng
(Department of Electronic and Communication Engineering,North China Electric Power University,Baoding 071003,China)

In the spatial modulation system,a new differential spatial modulation scheme is proposed for four transmitting antennas based on differential coding.The scheme adopts the differential detection in the receiver.The differential detection is according to the difference of received signal in adjacent time,and only the initial channel parameters are required.The channel state information is not required at the transmitter and receiver sides.The change of channel parameters can be ignored in the process of communication.The simulation results show that the quaternary differential spatial modulation can not only realize communication,but also has good ability to resist the change of channel parameters.

spatial modulation;differential coding;multiple-input-multiple-output;differential detection

TN929.5

A

1005-8788(2016)06-0059-04

10.13756/j.gtxyj.2016.06.017

2016-06-30

國家自然科學基金資助項目(61302106);河北省自然科學基金資助項目(F2014502029)

高強(1960―),男,河北涿州人。教授,博士,主要研究方向為通信和信號處理。

范麗敏,碩士研究生。E-mail:1345731131@qq.com