楊 斌，陶雪慧，沈黎韜

(蘇州大學(xué) 城市軌道交通學(xué)院，江蘇 蘇州 215000）

基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅(qū)動(dòng)器*

楊 斌，陶雪慧，沈黎韜

(蘇州大學(xué) 城市軌道交通學(xué)院，江蘇 蘇州 215000）

針對(duì)大功率LED驅(qū)動(dòng)電源需要實(shí)現(xiàn)多路均流的特點(diǎn)，提出了一種基于CLL諧振的多路輸出LED驅(qū)動(dòng)方案。驅(qū)動(dòng)電路前級(jí)采用臨界模式下的Boost拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正（PFC）功能，后級(jí)采用CLL諧振拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)LED負(fù)載恒流。首先對(duì)CLL諧振變換器的電路原理進(jìn)行了分析，通過(guò)將副邊四路輸出等效為單路輸出，采用基波近似法分析加平衡電容的CLL諧振變換器，求得該變換器的直流電壓增益公式和恒流公式。討論了CLL諧振變換器和 Boost型PFC電路的主要參數(shù)設(shè)計(jì)。在此基礎(chǔ)上制作了樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用CLL諧振的兩級(jí)結(jié)構(gòu)電路能高效地驅(qū)動(dòng)LED電源，且各 LED串之間具有較好的均流效果。

多路均流；CLL諧振；LED驅(qū)動(dòng)；PFC

0 引言

LED具有發(fā)光效能高、光學(xué)性能好、壽命長(zhǎng)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于照明、背光源等領(lǐng)域[1]。實(shí)際應(yīng)用中，常常需要將多個(gè)LED串并聯(lián)，為了保持各并聯(lián)LED串發(fā)光強(qiáng)度與熱效應(yīng)一致，必須解決各并聯(lián)LED串之間的電流均衡問(wèn)題。另一方面，傳統(tǒng)大功率LED驅(qū)動(dòng)器原邊大多采用LLC諧振[2-4]，變換器工作在連續(xù)模式，只能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓（ZVS）導(dǎo)通，副邊整流二極管無(wú)法實(shí)現(xiàn)零電流（ZCS）關(guān)斷，造成二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題。文獻(xiàn)[5]采用CLL諧振，能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS開通和ZCS關(guān)斷，且電路始終工作在諧振點(diǎn)，但電路采用兩級(jí)DC/DC結(jié)構(gòu)，電路復(fù)雜。

傳統(tǒng)大功率LED驅(qū)動(dòng)器一般采用PFC+DC/DC+恒流模塊的三級(jí)式結(jié)構(gòu)，電路復(fù)雜，效率低。本文提出了一種新型大功率LED驅(qū)動(dòng)器，電路采取Boost型PFC+CLL諧振兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，效率高，電路簡(jiǎn)單。

1 電路原理

本文提出的基于CLL諧振的多路輸出LED驅(qū)動(dòng)器如圖1所示。前級(jí)PFC主電路采用Boost拓?fù)?，可以抑制諧波污染，提高功率因數(shù)，并且輸出電壓恒定，為后級(jí)DC/DC電路提供穩(wěn)定的電壓。CLL諧振電路能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關(guān)斷，提高了電路效率。CLL諧振電路副邊僅使用電容作為均流元件，避免了磁性元件的弊端，能直接驅(qū)動(dòng)多路LED負(fù)載，從而節(jié)省了傳統(tǒng)LED驅(qū)動(dòng)器的第三級(jí)恒流模塊。而且，電路能方便地推廣到多路輸出的應(yīng)用場(chǎng)合，易于實(shí)現(xiàn)模塊化。

圖1 基于CLL諧振的大功率LED驅(qū)動(dòng)電路

前級(jí)PFC主電路采用Boost拓?fù)?，電路工作在電流臨界模式。圖2為半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流波形圖。其工作原理如下：每一周期開始時(shí)，開關(guān)管S3導(dǎo)通，電感電流iLb線性增加，電感電流變化率為。然后將電感電流的檢測(cè)信號(hào)和參考信號(hào)相比，當(dāng)檢測(cè)電流值等于參考值時(shí)，開關(guān)管S3關(guān)斷，電感電流減小，當(dāng)電感電流降為零時(shí)，開關(guān)管S3再次導(dǎo)通，進(jìn)入下一個(gè)開關(guān)周期，如此周而復(fù)始[6]。

圖2 電感電流波形

由于可以近似地將一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電網(wǎng)電壓認(rèn)為是定值，所以電感電流在半個(gè)工頻周期內(nèi)達(dá)到峰值時(shí)的值為：

由式(1)可以看出，在每個(gè)開關(guān)周期中電感電流峰值iLb_pk為sinωt的函數(shù)，如果保持導(dǎo)通時(shí)間 Ton不變，則在半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流的峰值包絡(luò)線是正弦變化的。

后級(jí)DC/DC采用CLL諧振變換器，分為連續(xù)模式和斷續(xù)模式，本文中CLL諧振工作在斷續(xù)模式。圖3為斷續(xù)模式下的波形圖，各具體模態(tài)分析如下。

(1)模態(tài) 1[t0-t1]：t0時(shí)刻，S1、S2關(guān)斷，由于電路工作在斷續(xù)模式，Cr的電流 icr等于 L1的電流 iL1且 icr＜0，流過(guò)變壓器原邊電流值 iL2為 0。寄生電容 Coss1放電，同時(shí)寄生電容 Coss2充電。

(2)模態(tài)2[t1-t2]：t1時(shí)刻，|icr|開始大于|iL1|，iL2>0，此時(shí)副邊二極管 D1和 D2n-1開始導(dǎo)通，直至 t4時(shí)刻結(jié)束。

(3)模態(tài) 3[t2-t3]：t2時(shí)刻，Coss1和 Coss2充放電結(jié)束，icr流過(guò) S1的體二極管Do1，為 S1的零電壓開通創(chuàng)造條件。

(4)模態(tài) 4[t3-t4]：t3時(shí)刻，S1零電壓開通，直到 t4時(shí)刻，icr=iL1，模態(tài) 4結(jié)束。

(5)模態(tài) 5[t4-t5]：t4時(shí)刻，iL2=0，D1、D2n-1零電流關(guān)斷，此時(shí)不再有電流流過(guò)變壓器副邊，電路工作在斷續(xù)模式。t5時(shí)刻，S1關(guān)斷，模態(tài)5結(jié)束。

圖3 電流斷續(xù)模式波形圖

此后半個(gè)周期中電路工作狀態(tài)與前半個(gè)周期類似。

根據(jù)電容的充電平衡原理，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電容的電荷總和為零，即正電荷量等于負(fù)電荷量，由此可以推出式(2)。流過(guò)Cb2的正電荷量和負(fù)電荷量為Q5和Q6，流過(guò)四路負(fù)載 LED1、LED2、LED3、LED4的平均電流分別是相應(yīng)電荷量 Q1、Q2、Q3、Q4的開關(guān)周期平均值，如式(3)所示。

式中，Ts為開關(guān)周期。

由式(1)可得，Q1=Q2=Q3=Q4=Q5=Q6，聯(lián)立式(2)、式(3)，可得式(4)：

即四路輸出負(fù)載電流相等，而且i1=i2。由此可見，僅通過(guò)均流電容就可以實(shí)現(xiàn)四路LED負(fù)載的自動(dòng)均流。

2 加平衡電容時(shí)CLL諧振變換器增益特性

2.1 穩(wěn)態(tài)分析

Cb1、Cb2和 Cb3上的電壓可以分為直流分量和交流分量?jī)刹糠种?。直流分量用直流電壓?Vcb1、Vcb2和 Vcb3表示，交流分量用沒有直流偏置的電容 Cb1、Cb2和 Cb3表示。四路負(fù)載等效為電壓源 Vo1、Vo2、Vo3和 Vo4，變壓器副邊繞組電壓直流分量用Vs表示，如圖4所示。在模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅱ中，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可得式(5)。

圖4 負(fù)載與電容等效電路圖

考慮電容Cb1、Cb2和Cb3上交流分量，列出變壓器副邊繞組電壓表達(dá)式。Vs1是變壓器副邊繞組電壓，是直流電壓分量交流電壓分量之和。由模態(tài)Ⅰ、模態(tài)Ⅱ可得式(7)、式(8)：

考慮 Cb2>>Cb1，Cb1和 Cb3的交流成分遠(yuǎn)大于 Cb2的交流成分，可將兩個(gè)不同模態(tài)電路合并簡(jiǎn)化，如圖5(a)所示，若 Cb1和 Cb3偏差不大，則可進(jìn)一步等效為圖5(b)所示。其中是模態(tài)I和模態(tài)II的Vs合并電壓，

圖5 簡(jiǎn)化等效電路圖

2.2 增益分析

根據(jù)圖5，多路輸出CLL諧振變換器可以等效為單路輸出CLL諧振變換器。通過(guò)基波簡(jiǎn)化，可以得到最終交流等效電路如圖6所示。

圖6 CLL諧振變換器交流等效電路

采用基波近似法，可以推導(dǎo)出加平衡電容的CLL諧振變換器直流電壓增益公式為：

式中，Vin、Vo為CLL諧振輸入、副邊輸出電壓；n為變壓器匝比；k為諧振電感比，k=L1/L2；fn=fs/f1，fs為開關(guān)頻率，f1為諧振頻率，，Leq=L1L2/(L1+L2)，Ceq= CrCb/(Cr+Cb)；B為電容比，B=Cb/Cr；[7]。

上述增益公式適用于恒壓驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)，而實(shí)際LED驅(qū)動(dòng)器恒流輸出，需推導(dǎo)恒流公式。LED驅(qū)動(dòng)器輸出電流 Io恒定，由式(11)可知，輸出電流 Io恒定，品質(zhì)因數(shù)Q隨輸出電壓Vo變換。

把式(11)帶入式(10)，得式(12)：

圖7為CLL諧振變換器恒流曲線，圖中每一條曲線對(duì)應(yīng)一個(gè)恒定輸出電流時(shí)，輸出電壓隨頻率的變化。所有曲線在f1時(shí)，即諧振頻率點(diǎn)時(shí)，輸出電壓相同。

圖7 CLL諧振變換器恒流曲線

3 關(guān)鍵電路參數(shù)的設(shè)計(jì)原則

前級(jí)PFC電路工作在臨界模式，電感Lb可由式(13)獲得：

PFC主電路選取L6562作為控制芯片，根據(jù)電路工作條件：Uin_rms=100～242 V，Uo=400 V，Pin=180 W，fmin=35 kHz。計(jì)算得到Lb=120 μH。

后級(jí)CLL諧振電路主要參數(shù)為：輸入電壓為400 V的直流電壓，每路輸出 350 mA，輸出電壓為 80～120 V。本文以此為主要參數(shù)設(shè)計(jì)了CLL諧振電路的n、k、B。

CLL變換器在諧振點(diǎn) f1處的電壓增益為：

可見，為得到最佳設(shè)計(jì)點(diǎn)(諧振點(diǎn))，則變壓器匝比Nor=Vin(k+1)(B+1)/2Vo(kB+k+1)。

圖8為輸出電流為0.35 A時(shí)不同匝比n的恒流曲線，如果變壓器匝比設(shè)計(jì)為 n=Nor，工作頻率范圍較廣，不利于磁性元件的設(shè)計(jì)。為減小工作頻率范圍，實(shí)際變壓器繞組匝比n應(yīng)略大于額定變壓器匝比Nor。由圖7可知，n越大，工作頻率范圍越小，但是過(guò)大的n會(huì)導(dǎo)致變換器工作頻率較低，增大磁性元件的體積，降低效率，所以n不宜過(guò)大。

圖8 不同n時(shí)的恒流曲線

由圖9可知，k越大，工作頻率范圍越小。但是k越大，變換器工作頻率越低，導(dǎo)致效率降低，因此折中取k=10。

圖9 不同k時(shí)的恒流曲線

由圖10可知，B越大，工作頻率范圍越小，且工作頻率越靠近諧振頻率，有利于提高效率。但是B越大，Cb1、Cb2也越大，在電路啟動(dòng)時(shí)，各路輸出電流會(huì)出現(xiàn)不均衡的現(xiàn)象，因此折中取B=5。

圖10 不同電容比B時(shí)的恒流曲線

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)上述分析，制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。主要設(shè)計(jì)參數(shù)如下：PFC電感Lb=120 μH，諧振電容 Cr=22 nF，諧振電感L1=580 μH，諧振電感 L2=58 μH，CLL諧振變壓器匝比n=3:1，均流電容 Cb1=Cb3=470 nF，Cb2=10 μF。

圖11是四路LED輸出電壓和輸出電流波形，圖中Vo1=118 V，Vo2=99.4 V，Vo3=88.3 V，Vo4=77.8 V，實(shí)驗(yàn)表明各路LED負(fù)載電流幾乎相等。

圖12(a)為 CLL諧振電路原邊開關(guān)管 S2的柵級(jí)和漏源級(jí)電壓波形，圖12(b)為整流二極管D1的電壓和電流波形，從圖12(a)、(b)可以看出電路實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管ZVS開通和整流二極管 ZCS關(guān)斷。圖12(c)為輸入電壓 Uin和輸入電流iin的波形圖，從圖中可見輸入電流波形的正弦特性較好，與輸入電壓基本同相位，功率因數(shù)較好。圖12(d)為開關(guān)管 S3的柵極電壓波形和電感 Lb的電流波形。由圖可知，開關(guān)管S3開通，電感電流上升至峰值時(shí)，開關(guān)管 S3關(guān)斷，電感電流下降。因此，前級(jí) Boost型PFC電路工作在臨界模式。

圖11 四路LED輸出電壓和輸出電流波形

圖12 實(shí)驗(yàn)波形圖

表1列出了220 V交流輸入時(shí)，不同輸出電壓與輸出電流值，由表1可知，不同輸出電壓下，各路輸出電流值幾乎相等，與理論分析一致。

圖13為220 V交流輸入時(shí)，電路的功率因數(shù)PF和效率η的變換曲線。整機(jī)平均效率超過(guò)90%，最高效率達(dá)到93%，PF值高于0.96。

表1 不同輸出電壓及輸出電流

圖13 不同功率下的η、PF曲線

5 結(jié)論

本文提出了基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅(qū)動(dòng)器，該電路采用BCM Boost+CLL半橋諧振變換器的兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該電路能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關(guān)斷，提高了整機(jī)效率。該電路易于擴(kuò)展，且能在寬輸出電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)各路輸出均流。根據(jù)本文給出的設(shè)計(jì)方法，研制了一臺(tái)驅(qū)動(dòng)電源，實(shí)驗(yàn)表明，各LED串之間能實(shí)現(xiàn)精確均流，能實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

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High power multi-channel LED driver with CLL resonant

Yang Bin，Tao Xuehui，Shen Litao
(School of Urban Rail Transportation，Soochow University，Suzhou 215000，China)

Because of the high power LED driver required for current balancing,a multi-output LED driver with CLL resonant utilizing the charge balance of the block capacitors is proposed.The first stage circuit using BCM boost topology achieves PFC function,while the second stage using CLL resonant converter realizes the current balancing between LED strings.The principle of the CLL resonant converter is analyzed.This paper merges four outputs into one and adopts the fundamental harmonic approximation analysis method to obtain the voltage and current characteristic of the converter.The key parameters of the CLL resonant converter and Boost-type PFC is also presented.On the basis of above analysis,a prototype was built up.The experiment results prove that the circuit adopting the CLL resonant converter can efficiently drive the LED strings.Meanwhile,each LED has the good performance of current balancing.

current sharing；CLL resonant；LED driver；PFC

TN86

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2016.12.035

楊斌，陶雪慧，沈黎韜.基于 CLL諧振的大功率多路輸出 LED驅(qū)動(dòng)器[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42 (12)：134-138.

英文引用格式：Yang Bin，Tao Xuehui，Shen Litao.High power multi-channel LED driver with CLL resonant[J].Application of Electronic Technique，2016，42(12)：134-138.

2016-04-18）

楊斌（1993-），男，碩士研究生，主要研究方向：LED驅(qū)動(dòng)、高效率DC-DC變換器。

陶雪慧（1980-），通信作者，女，博士研究生，講師，主要研究方向：開關(guān)電源、電力電子器件及應(yīng)用，E-mail：xhtao@suda.edu.cn。

沈黎韜（1993-），男，碩士研究生，主要研究方向：鋰電池充電。

國(guó)家自然科學(xué)基金(51307113)；江蘇省自然科學(xué)基金(BK20130307)