一種三電平H橋逆變電路低調(diào)制比時的窄脈沖補償方法

張成

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一種三電平H橋逆變電路低調(diào)制比時的窄脈沖補償方法

張成

（湘潭電機股份有限公司特種電氣事業(yè)部，湖南湘潭 411101）

為了保證電力電子開關(guān)器件工作在其安全工作區(qū)，開關(guān)器件均有其最小要求的開通和關(guān)斷時間。基于H橋單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的NPC三電平逆變器中的窄脈沖會導(dǎo)致逆變器的輸出電壓和電流發(fā)生嚴(yán)重畸變，因此必須對這種窄脈沖進行抑制和補償。現(xiàn)有的解決方法在系統(tǒng)低調(diào)制比時會改輸出電壓的基波幅值，存在窄脈沖抑制不徹底和增加低次諧波的輸出含量的缺點?；诖?，本文提出了一種適用于H橋單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的NPC三電平逆變器的窄脈沖補償方法，對該方法進行了詳細的理論分析，闡明了該方法在載波層疊SPWM調(diào)制和載波移相SPWM調(diào)制中的內(nèi)在聯(lián)系。在逆變器的低調(diào)制比時，該方法不會改變逆變器輸出電壓的基波幅值，也不會增加輸出的低次諧波含量。仿真和系統(tǒng)試驗結(jié)果證明了該方法的正確性和有效性。

SPWM H橋單元拓?fù)?NPC三電平逆變器 低調(diào)制比 窄脈沖補償

0 引言

隨著社會發(fā)展的進步和需求，電力電子變換器的功率容量等級不斷提高，基于H橋基本結(jié)構(gòu)單元的二極管中點鉗位型（NPC）三電平逆變器以其低的電流輸出諧波含量得到了廣泛地應(yīng)用。這種H橋單元結(jié)構(gòu)的NPC三電平逆變器脈寬調(diào)制方法有多種，但以載波層疊和載波移相的脈寬調(diào)制方法應(yīng)用最為廣泛。

本文針對這種低調(diào)制比區(qū)域內(nèi)的窄脈沖抑制和補償方法開展了相關(guān)研究，闡明了載波層疊PWM調(diào)制和載波移相PWM調(diào)制的窄脈沖抑制算法的內(nèi)在聯(lián)系，指出了現(xiàn)有文獻的結(jié)論存在缺陷。以載波層疊PWM調(diào)制方式為例，較為系統(tǒng)的對NPC三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的窄脈沖問題進行了分析研究，提出了一種基于零序偏置量注入的窄脈沖抑制和補償方法，在實現(xiàn)消除窄脈沖的同時沒有改變系統(tǒng)輸出電壓的基波幅值和增加輸出諧波，并將本文所提出的窄脈沖補償方法應(yīng)用于推進變頻器裝置中進行試驗驗證，試驗結(jié)果表明了該方法正確性和有效性。

1 提出的窄脈沖補償方法

下面討論載波層疊SPWM調(diào)制方式時H橋NPC三電平拓?fù)渲械恼}沖抑制和補償方法

以一個NPC三電平H橋單元主電路為例，對三電平拓?fù)渲械恼}沖抑制和補償算法進行分析。NPC三電平H橋單元主電路如圖1所示。根據(jù)三電平H橋電路工作原理，可得H橋電路輸出電壓表達式為

式中U為H橋電路直流側(cè)電壓，S()為H橋電路中開關(guān)管的開關(guān)函數(shù)，=1，2，3，…。當(dāng)S()=1時，表示對應(yīng)開關(guān)管開通狀態(tài)；當(dāng)S()=0時，表示對應(yīng)的開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)。因此可得H橋電路輸出電壓為

(2)

圖1 NPC三電平H橋單元主電路拓?fù)?/p>

假設(shè)H橋單元主電路的調(diào)制波參考為，則實際的左右橋臂的調(diào)制波信號分別為和-，左橋臂調(diào)制波與上三角波比較產(chǎn)生T1和T3管的驅(qū)動脈沖信號，與下三角波比較產(chǎn)生T2管和T4管的驅(qū)動脈沖信號器；右橋臂調(diào)制波-與上三角波比較產(chǎn)生T5管和T7管的驅(qū)動脈沖信號，與下三角波比較產(chǎn)生T6管和T8管的驅(qū)動脈沖信號。在三電平載波層疊SPWM調(diào)制的逆變拓?fù)渲校}沖主要發(fā)生在調(diào)制波過零點附近，因此可以通過對調(diào)制波加入零序偏置量進行最小脈寬的校正。

如圖2所示，假設(shè)所要設(shè)定的最小脈寬為T-min，開關(guān)周期為T，三角載波的峰峰值為2U，則對稱規(guī)則采樣時，最小脈寬所對應(yīng)時刻的調(diào)制波幅值可根據(jù)式（3）來進行計算。

圖3 對稱規(guī)則采樣時輸出脈沖寬度減半時刻

在采用對稱規(guī)則采樣方法產(chǎn)生PWM脈沖時，可能剛好存在從采樣點（即對應(yīng)的三角波正峰值或負(fù)峰值，這時取決于正峰值點采樣還是負(fù)峰值點采樣）開始由正向負(fù)或由負(fù)向正跳變的時刻，實際輸出的脈沖寬度會減半，如圖3所示。因此為了保證最小脈沖的寬度仍為式（3）所示的值，則進行零序分量校正的門檻應(yīng)按式（4）來進行設(shè)定。

考慮到上述所示的校正算法中，可能會存在跳轉(zhuǎn)點恰為=±e的比較點，這樣就會產(chǎn)生比較點幅值正負(fù)相加的情況，如圖6所示，從而會產(chǎn)生新的窄脈沖。因此應(yīng)將最終偏置量()應(yīng)按式（5）來進行設(shè)定。

（5）

由上述分析可知，具體的補償算法實現(xiàn)如下：

如果||≥e，則u=、u=；

如果||<e且≥0，則u=+()，u=+()；

如果||<e且<0，則u=-()、u=-()。

2 仿真分析

由上述分析可知，在載波層疊PWM的開關(guān)頻率是載波移相PWM的開關(guān)頻率2倍的情況下，其開關(guān)損耗、輸出電壓頻譜及最小脈寬的抑制設(shè)定值將完全相同。因此，為了驗證本文所提出的最小脈寬抑制算法的正確性和可行性，本文只對載波層疊PWM調(diào)制方法進行仿真和試驗分析。

2.1仿真分析

為了驗證本文所提的最小脈寬抑制算法的正確性、可行性和優(yōu)越性，分別進行不進行抑制、傳統(tǒng)的固定值限定法和本文所提的最小脈寬抑制算法進行了仿真對比分析。仿真主電路如圖3所示，H橋逆變主電路的直流母線輸入V=4000V。仿真時設(shè)置的參數(shù)為：三角載波峰峰值2U=100000，調(diào)制波峰峰值U=100000。由于本文所提窄脈沖抑制方法主要是針對變頻器工作在低速低調(diào)制比區(qū)域，因此將轉(zhuǎn)速設(shè)定為50 r/min，此時對應(yīng)的調(diào)制波頻率為5 Hz，即此時調(diào)制波的周期為200 ms，系統(tǒng)開關(guān)周期為1ms，死區(qū)時間設(shè)定為10 μs，所需最小脈寬時間設(shè)定為15μs。

采用傳統(tǒng)的固定值限定法進行仿真的算法如下：

當(dāng)調(diào)制波數(shù)據(jù)53000>u≥50000或53000>u≥50000時，u=53000或u=53000；

當(dāng)調(diào)制波數(shù)據(jù)50000>u≥47000或50000>u≥47000時，u=47000或u=47000；

其他情況下，u=u，u=u。

采用本文所提窄脈沖抑制方法時，根據(jù)式（3）可得此時施加的偏置量()對應(yīng)的數(shù)字量為6000。

圖4 仿真時輸出電壓的基波電壓峰值曲線圖

圖5 仿真時輸出電壓的THD值曲線圖

當(dāng)調(diào)制波頻率為5 Hz時，調(diào)制比在0.1～0.9之間變化時，仿真得到輸出電壓的基波電壓峰值和總的THD值分別如圖4和圖5所示。從圖中可以看出，在低調(diào)制比0.1～0.2區(qū)域內(nèi)，采用傳統(tǒng)固定值限定法的輸出電壓基波峰值最大，但此時輸出電壓的THD值也最大，這主要是由于在調(diào)制波幅值較小的時候，由于固定值的限定強行將調(diào)制波的幅值限定在在53000或是47000，雖然得到的輸出電壓峰值比不進行窄脈沖抑制時的輸出電壓高，但輸出電壓會發(fā)生了畸變，因此采用此方法時輸出電壓的THD值最大。而采用本文所提抑制方法時，所得到的輸出電壓的基波電壓峰值與不進行窄脈沖抑制時的輸出電壓的基波電壓峰值很接近，兩者之間只有約2V左右的差距，且此時兩者的THD值差值也只有1.2%左右，基本符合本文的理論分析結(jié)果。

圖6 固定值限定法輸出波形圖

圖7 所提窄脈沖補償方法輸出波形圖

2.2 系統(tǒng)試驗驗證

將本文所提出的窄脈沖補償方法應(yīng)用實際的推進變頻器中，變頻器輸出控制感應(yīng)推進電機。該變頻器控制系統(tǒng)的輸出頻率為20 Hz，開關(guān)頻率為500 Hz，電機的額定輸出轉(zhuǎn)速為200 r/min，控制系統(tǒng)采用/=的閉環(huán)SPWM控制方式。

為了驗證本文所提出的窄脈沖補償方法的正確性和有效性，圖6和圖7分別給出了采用固定值限定法和所提出的補償法時變頻器的輸出波形圖。由于本文所提的補償方法主要關(guān)注在低調(diào)制比區(qū)域的效果，因此圖6和圖7給出的是電機轉(zhuǎn)速在100轉(zhuǎn)以下時的輸出曲線圖，此時對應(yīng)的頻率范圍為0～10 Hz，調(diào)制比對應(yīng)的范圍大約在0～0.42之間。

圖6為采用固定值限定法時的輸出波形。圖中t時間段為電機的充磁過程，轉(zhuǎn)速為0，t時間段為電機轉(zhuǎn)速從0上升至100 r/min左右的過程。從圖6可以看出，由于采用固定值限定法，在電機的充磁階段和低速階段內(nèi)，轉(zhuǎn)子磁鏈存在有比較大的振蕩，且輸出轉(zhuǎn)矩脈動較大。

圖7為采用本章所提窄脈沖補償方法時的輸出波形。圖中t時間段為電機的充磁過程，轉(zhuǎn)速為0，t時間段為電機轉(zhuǎn)速從0上升至100 r/min左右的過程。從圖7可以看出，采用本章所提的窄脈沖的補償方法后，在電機的充磁階段t內(nèi)，電機的轉(zhuǎn)子磁鏈和輸出轉(zhuǎn)矩都很平穩(wěn)，且在電機的低速階段t內(nèi)，相比于傳統(tǒng)的加寬窄脈沖補償方法，轉(zhuǎn)子磁鏈的振蕩明顯減小，且輸出轉(zhuǎn)矩的脈動也明顯減少，表明了所提窄脈沖補償技術(shù)的正確性和有效性。

3 結(jié)束語

本文根據(jù)H橋NPC三電平電路的基本工作原理，當(dāng)采用SPWM調(diào)制方法時，針對在低調(diào)制比區(qū)域時，由于調(diào)制波幅值較小，在調(diào)制波的過零點處容易產(chǎn)生窄脈沖的問題，提出了一種基于載波SPWM控制方法的零序偏置量注入的窄脈沖補償方法，該方法不會對H橋電路的輸出造成任何影響，可以在消除窄脈沖的同時，不會改變電路輸出電壓的基波幅值和增加輸出電壓的諧波。

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A Narrow-pulse Compensation Method for Three-level H-bridge Inverter in Low Modulation Ratio Region

Zhang Cheng

(Special Electric Business Department, Xiangtan Electric Manufacturing Co., Ltd., Xiangtan 411101, Hunan , China)

Considering that the existing narrow pulse compensation technology used in SPWM (Sine Pulse Width Modulation) inverter will influence the starting and low-speed performance and increase the torque ripple of the motor, the paper proposes a three-level narrow pulse compensation technology for the distributed control system in a SPWM modulation mode by zero sequence bias injection, which can improve the low-speed performance and decrease the torque ripple of the motor. The simulation and experimental results show that the method is effective.

narrow pulse compensation; distributed control system; zero sequence bias; torque ripple of the motor.

TM461

A

1003-4862（2017）01-0077-04

2016-11-15

張成（1983-），男，博士，工程師。研究方向：電力電子技術(shù)。