謝 玲 董洪亮 任高輝
(1.西安電子工程研究所 西安 710100;2.西安應用光學研究所 西安 710065)
不同移頻模式下移頻干擾的效果仿真與分析
謝 玲1董洪亮1任高輝2
(1.西安電子工程研究所 西安 710100;2.西安應用光學研究所 西安 710065)
論述了移頻干擾的工作原理與數(shù)學模型,對不同移頻模式下移頻干擾的效果進行了仿真與分析,最后通過歸納與分析得出:階梯波移頻模式下,移頻干擾可產(chǎn)生多個距離假目標欺騙干擾效果;線性移頻模式下,移頻干擾可產(chǎn)生單個遮蓋干擾效果;分段線性移頻模式下,移頻干擾可產(chǎn)生多個遮蓋干擾效果。
移頻干擾;階梯波移頻模式;線性移頻模式;分段線性移頻模式
Abstract: Operational principle and mathematical model of frequency-shift jamming is depicted. Frequency-shift jamming effects in different frequency-shift modes are simulated and analyzed. Finally, it is achieved that frequency-shift jamming can generate multiple range false targets to deceive jamming effect in step-wave frequency-shift mode, generate single cover-jamming effect in linear frequency-shift mode, and generate multiple cover-jamming effects in piecewise-linear frequency -shift mode by inductive and analysis.
Keywords:frequency-shift jamming; linear frequency-shift mode; piecewise-linear frequency-shift mode
由于干擾機存在固有時延,很多基于數(shù)字射頻存儲(DRFM)技術(shù)的轉(zhuǎn)發(fā)性質(zhì)干擾,如間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾、全脈沖轉(zhuǎn)發(fā)干擾、示樣脈沖、卷積調(diào)制干擾等,它們都有一共同的缺點,就是所產(chǎn)生的強假目標或遮蓋性干擾會滯后于真實目標[1],如此,當雷達采用脈沖前沿跟蹤抗干擾措施時,則干擾效果會降低,甚至失效[2]。利用LFM脈沖信號具有脈內(nèi)相干性,它的距離-多普勒頻移之間存在很強的耦合性,這種強耦合具體表現(xiàn)為距離會隨著多普勒頻移的漂移而產(chǎn)生測距誤差[3],因此,通過適當?shù)亟o轉(zhuǎn)發(fā)性質(zhì)的干擾調(diào)制一個多普勒頻移分量,并通過選擇控制多普勒頻移分量的正或負,就可產(chǎn)生一個或超前于真實目標,或滯后于真實目標的假目標或遮蓋性干擾,如可以產(chǎn)生移頻間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾、移頻全脈沖轉(zhuǎn)發(fā)干擾、移頻示樣脈沖、移頻卷積調(diào)制干擾等[4]。所以說,LFM脈沖壓縮雷達比其他體制雷達更易受到轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機的干擾[5]。
隨著DRFM技術(shù)的成熟與應用,移頻干擾可以通過DRFM來實現(xiàn)[6]。DRFM首先存儲截獲的雷達信號,等需要干擾時,DRFM再復制出原雷達信號并進行一定的處理,最后上變頻時,通過給上變頻本振調(diào)制一個附加的頻移分量,從而產(chǎn)生出移頻干擾信號[7]。
設(shè)雷達發(fā)射信號為線性調(diào)頻信號,則干擾系統(tǒng)產(chǎn)生的移頻干擾信號可以表示為:
(1)
式(1)所示的移頻干擾經(jīng)過雷達匹配濾波后的輸出是一個單頻振蕩信號,其中心頻率為f0+B/2+ζ(t)/2。當移頻分量ζ(t)=0時,其脈壓輸出的主峰出現(xiàn)在脈沖信號的結(jié)束時刻T,且主峰寬度(3dB寬度)為[-1/B,1/B],輸出信號包絡按sinc(x)函數(shù)規(guī)律衰減[8];當移頻分量ζ(t)≠0時,其脈壓輸出的主峰偏移到t=T-ζ(t)/K處,即ζ(t)>0,則主峰前移,反之,則主峰后移。然而,附加移頻分量的回波信號經(jīng)過匹配濾波器會引起一定的失配損失,表現(xiàn)為輸出主峰寬度展寬,相應的干擾功率也會造成一定的失配損失,并且移頻分量ζ(t)(≤B)越大,失配損失越嚴重[9]。
如果相同功率的移頻干擾和目標回波同時被雷達系統(tǒng)接收,則失配干擾主峰峰值yζmax與匹配目標信號主峰峰值ymax的關(guān)系為:
(2)
而失配干擾的時延偏移量可以表示為:
(3)
所以,移頻分量|ζ(t)|越大,時延偏移量Δt越大,且Δtmax=T。
失配干擾的主峰寬度(3dB寬度)可以表示為[10]:
(4)
綜上可知,移頻干擾正是通過給轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號調(diào)制一定的移頻分量|ζ(t)|,來實現(xiàn)干擾效果的前移或后移,從而實現(xiàn)距離維上的欺騙干擾效果或者遮蓋干擾效果。
移頻干擾的移頻分量ζ(t)可以是某一按一定規(guī)律變化的時間函數(shù),我們稱之為移頻模式,有階梯波移頻模式、線性移頻模式、分段線性移頻模式等,它們能分別產(chǎn)生出多個距離假目標欺騙干擾、單個覆蓋干擾、多個覆蓋干擾等[11]。下面,我們分情況進行分析討論。
階梯波移頻模式的原理是把雷達信號整個脈沖寬度T均勻劃分為N段,每段子脈沖的長度為ΔT=T/N,然后在每段子脈沖內(nèi)調(diào)制一定的移頻分量,各個子脈沖間的移頻分量按照階梯波形規(guī)律變化,我們把這種移頻模式稱之為階梯波移頻模式。
設(shè)階梯波移頻干擾起始調(diào)制頻率為ζ0,調(diào)制間隔為Δζ,則在每段子脈沖內(nèi)的移頻分量可以表示為:
ζ(n)=ζ0+nΔζ(n=0,1,2,…,N-1)
(5)
其移頻規(guī)律如圖1所示。
圖1 階梯波移頻規(guī)律
對于每一段干擾子脈沖信號而言,都是一段窄的失配線性調(diào)頻脈沖,因此,每段干擾子脈沖信號都可能產(chǎn)生一個假目標,但只有頻譜范圍在[ζ0,B]的干擾子脈沖才可以通過雷達的脈沖壓縮網(wǎng)絡生成假目標。而每個干擾子脈沖的頻譜寬度為KΔt+Δζ,因此,生成的假目標個數(shù)可以表示為:
(6)
式中,[?]表示向上取整。顯然,距離真目標最近的前Num-1個假目標的幅度為真目標幅度的1/N,距離真目標最遠的第Num個假目標的幅度小于1/N。
根據(jù)式(3)可知,其產(chǎn)生的假目標相對于真目標的時延可表示為:
(7)
為了避免產(chǎn)生的多個假目標之間出現(xiàn)混疊現(xiàn)象,要求調(diào)制間隔Δζ引起的時延間隔必須大于干擾輸出假目標的3dB寬度,根據(jù)式(4)可知,即需要滿足下式成立:
(8)
下面,我們對上面的分析結(jié)果進行仿真驗證,仿真參數(shù)設(shè)置如下:雷達發(fā)射信號為LFM信號,其時寬T=100us,帶寬B=10MHz,采樣頻率fS=30MHz,載波頻率f0=10MHz。整個脈沖寬度T被均勻劃分為N=10段,干擾機起始調(diào)制頻率為ζ0=1MHz,調(diào)制間隔為Δζ=0.4MHz,干信比為10dB。根據(jù)式(6)計算可得,其產(chǎn)生的假目標個數(shù)應為Num=7個,仿真結(jié)果如下圖2所示。
圖2 階梯波移頻干擾的脈壓結(jié)果
從仿真結(jié)果可以看出,在真目標之前正好產(chǎn)生了7個假目標,并且距離真目標最遠的第7個假目標幅度稍低,根據(jù)式(7)還可以計算得出各個假目標相對于真目標的時延分別為10us、14us、18us、22us、26us、30us、34us,這也與仿真結(jié)果是相吻合的。另外,由于每段干擾子脈沖都可以被視為一段窄的失配線性調(diào)頻脈沖,所以它們產(chǎn)生的假目標主峰被展寬,仿真實驗也說明了這一點。
線性移頻模式是指移頻干擾的移頻分量ζ(t)按線性函數(shù)規(guī)律變化,其移頻規(guī)律如圖3所示。
圖3 線性移頻規(guī)律
設(shè)干擾機起始調(diào)制頻率為ζ0,調(diào)頻斜率為Kζ,則線性移頻干擾本身的調(diào)制帶寬為Bζ=KζT,它經(jīng)過雷達脈沖壓縮網(wǎng)絡后的輸出不再是一個峰值,而是一個被展寬了的遮蓋性干擾。且所產(chǎn)生的遮蓋干擾近端相對于真目標的時延為:
(9)
遮蓋干擾的寬度為:
(10)
由式(9)、式(10)兩式可以很容易得到遮蓋干擾遠端相對于真目標的時延。
遮蓋干擾的峰值為:
(11)
可見,遮蓋干擾的峰值幅度yζmax僅與調(diào)頻斜率Kζ有關(guān),而與干擾機起始調(diào)制頻率ζ0無關(guān)。
因此,遮蓋干擾峰值yζmax與真目標峰值ymax的關(guān)系為:
(12)
下面,我們對上面的分析結(jié)果進行仿真驗證,仿真參數(shù)設(shè)置如下:雷達發(fā)射信號為LFM信號,其時寬T=100us,帶寬B=10MHz,采樣頻率fS=30MHz,載波頻率f0=10MHz。干擾機起始調(diào)制頻率為ζ0=1MHz,調(diào)頻斜率為Kζ=5kHz/us,干信比為10dB。仿真結(jié)果如下圖4所示。
圖4 線性移頻干擾的脈壓結(jié)果
從仿真結(jié)果可以看出,在真目標前面產(chǎn)生了一個被展寬了的遮蓋性干擾。其實,我們還可以通過調(diào)整干擾機起始調(diào)制頻率ζ0或調(diào)頻斜率Kζ,來得到不同位置、不同形狀的遮蓋干擾效果。另外,根據(jù)式(9)、式(10)可分別計算得出遮蓋干擾近端相對于真目標的時延為10.9us, 遮蓋干擾的寬度為6.5us,這與仿真結(jié)果是基本吻合的。
類似于階梯波移頻模式的原理,分段線性移頻模式也是將雷達信號整個脈沖寬度T均勻劃分為N段,每段子脈沖的長度為ΔT=T/N,然后在每段子脈沖內(nèi)調(diào)制一定的移頻分量,而各個子脈沖間的移頻分量按照線性規(guī)律變化,我們把這種移頻模式稱之為分段線性移頻模式。其移頻規(guī)律如圖5所示。
圖5 分段線性移頻規(guī)律
設(shè)分段線性移頻干擾起始調(diào)制頻率為ζ0,調(diào)制間隔為Δζ,它經(jīng)過雷達脈沖壓縮網(wǎng)絡后的輸出為多個遮蓋干擾效果。且所產(chǎn)生的遮蓋干擾的個數(shù)可以根據(jù)式(6)來確定,其峰值yζmax與真目標峰值ymax的關(guān)系也滿足式(12)。
下面,我們對上面的分析結(jié)果進行仿真驗證,仿真參數(shù)設(shè)置如下:雷達發(fā)射信號為LFM信號,其時寬T=100us,帶寬B=10MHz,采樣頻率fS=30MHz,載波頻率f0=10MHz。整個脈沖寬度T被均勻劃分為N=4段,干擾機起始調(diào)制頻率為ζ0=1MHz,調(diào)制間隔為Δζ=0.4MHz,調(diào)頻斜率為Kζ=5kHz/us,干信比為10dB。仿真結(jié)果如下圖6所示。
圖6 分段線性移頻干擾的脈壓結(jié)果
從仿真結(jié)果可以看出,所產(chǎn)生遮蓋干擾的個數(shù)與式(6)所確定的三個相吻合,同樣,我們還可以通過調(diào)整干擾機起始調(diào)制頻率ζ0或調(diào)頻斜率Kζ以及各段干擾子脈沖的長度ΔT,來得到不同位置、不同形狀、不同數(shù)目的遮蓋干擾效果。
移頻干擾充分利用了LFM脈沖壓縮雷達固有的距離-多普勒頻移間存在強耦合性的弱點,通過對截獲的雷達發(fā)射信號調(diào)制一個附加的多普勒頻移量來達到距離維上前移或后移的干擾目的。在此基礎(chǔ)上,我們還可以通過對移頻模式的多樣化選擇,包括對不同移頻模式的組合使用,來產(chǎn)生更加復雜的干擾效果,因此,移頻干擾已成為目前對付LFM脈沖壓縮雷達的一種有效的干擾手段。
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《火控雷達技術(shù)》征稿簡則
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SimulationandAnalysisofFrequency-shiftJammingEffectinDifferentFrequency-shiftModes
Xie Ling1, Dong Hongliang1, Ren Gaohui2
(1. Xi’an Electronic Engineering Research Institute, Xi’an 710100;2. Xi’an Institute of Applied Optics, Xi’an 710065)
TN959.1+2
A
1008-8652(2017)02-100-04
謝玲(1987-),女,工程師。研究方向為北斗通信及應用技術(shù)。