(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,四川成都610036)

0 引言

未來通信衛(wèi)星將逐步發(fā)展為性能全面的大衛(wèi)星,在數(shù)據(jù)采集、導(dǎo)航、通信等方面實(shí)現(xiàn)高性能、高效率,對(duì)信息傳輸速率的要求達(dá)到G量級(jí)。為滿足高速數(shù)據(jù)傳輸需求,常用的技術(shù)手段包括選用高階調(diào)制體制(如64QAM、32APSK),選擇更高頻段(如Ka頻段、V頻段)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸,使用頻率復(fù)用技術(shù)。

Ka頻段[1-2]衛(wèi)星通信因其具有可提供的帶寬大、通信容量大、波束窄、終端尺寸小等優(yōu)勢(shì)成為未來衛(wèi)星通信的必然趨勢(shì)。近年來,越來越多的國(guó)家和機(jī)構(gòu)相繼加入到對(duì)Ka頻段衛(wèi)星通信系統(tǒng)的開發(fā)和使用之中[3-5]。然而空間鏈路對(duì)Ka頻段信號(hào)傳輸影響遠(yuǎn)大于其他頻段,特別是Ka頻段的雙極化傳輸信號(hào),由于信道非理想特性、雨衰、天線隔離度等因素,頻率復(fù)用的兩路獨(dú)立信號(hào)相互混疊、交叉干擾[6]。

極化交叉干擾信號(hào)的存在導(dǎo)致主信號(hào)信噪比降低,性能惡化。交叉極化干擾對(duì)消技術(shù)[7-11]通過對(duì)接收到的兩路信號(hào)進(jìn)行處理,扣除干擾信號(hào),提高接收信號(hào)質(zhì)量。隨著極化復(fù)用技術(shù)在數(shù)傳領(lǐng)域中的應(yīng)用,交叉極化干擾對(duì)消技術(shù)開始應(yīng)用于數(shù)傳接收機(jī)。文獻(xiàn)[10]介紹了一種基于ADC采樣樣本進(jìn)行對(duì)消的方案,通過乘累加器、積分清零器和移動(dòng)平均MA的結(jié)構(gòu)進(jìn)行相關(guān)系數(shù)估計(jì)。該方案的優(yōu)點(diǎn)是信號(hào)無(wú)需載波恢復(fù)和時(shí)鐘同步,缺點(diǎn)是運(yùn)算量較大,特別是對(duì)于全數(shù)字高速解調(diào)器。文獻(xiàn)[11]介紹了清華大學(xué)全數(shù)字高速解調(diào)器中的交叉極化對(duì)消方案,該方案分別對(duì)兩路信號(hào)進(jìn)行載波恢復(fù),然后在時(shí)鐘同步前進(jìn)行交叉極化干擾對(duì)消。由于兩路信號(hào)獨(dú)立進(jìn)行載波恢復(fù),如果兩路信號(hào)的載波存在頻差,則無(wú)法實(shí)現(xiàn)交叉極化對(duì)消。

本文針對(duì)高速數(shù)傳信號(hào)[12]接收特點(diǎn),給出一種高速數(shù)傳解調(diào)器中的交叉極化干擾對(duì)消方案。主信號(hào)按照高速解調(diào)方案進(jìn)行并行載波恢復(fù)、并行時(shí)鐘同步處理,干擾信號(hào)采用下變頻代替載波恢復(fù)環(huán)路,使得DDS的頻率字和相位與主信號(hào)的載波環(huán)路保持一致。干擾信號(hào)的重采樣時(shí)鐘與主信號(hào)的重采樣時(shí)鐘保持一致。由于干擾信號(hào)采用下變頻代替載波同步,因此對(duì)載波存在頻差的情況,也可實(shí)現(xiàn)對(duì)消。主信號(hào)與干擾信號(hào)間的重采樣同步處理使得獲取的干擾分量更為準(zhǔn)確。

1 高速解調(diào)器設(shè)計(jì)框圖

設(shè)兩路信號(hào)分別為s1(t)和s2(t),經(jīng)交叉極化干擾信號(hào)分別為x1(t)和x2(t),且有

下面以x1(t)為主信號(hào)、x2(t)為干擾信號(hào)進(jìn)行高速解調(diào)器設(shè)計(jì),如圖1所示。反之設(shè)計(jì)方法類似。極化復(fù)用的兩路信號(hào)x1(t)和x2(t)分別通過高速ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào),兩路高速ADC采用相同采樣時(shí)鐘fc,ADC輸出數(shù)字信號(hào)x1[n]和x2[n]共同進(jìn)入FPGA,并行N路進(jìn)行信號(hào)處理,完成解調(diào)。在FPGA內(nèi),對(duì)于主信號(hào)x1[n],首先根據(jù)載波頻率f0進(jìn)行并行下變頻,變頻為零中頻信號(hào);然后,零中頻信號(hào)通過并行載波恢復(fù)、并行時(shí)鐘同步解調(diào)出基帶主信號(hào)ejτ1。干擾信號(hào)x2[n]經(jīng)過f0并行下變頻、再次并行下變頻、并行內(nèi)插輸出基帶干擾信號(hào)ejτ2。基帶干擾信號(hào)ejτ2與基帶主信號(hào)ejτ1共同進(jìn)入交叉極化對(duì)消模塊,消除包含的交叉極化干擾,最終完成信號(hào)x1(t)(即信號(hào)s1(t))的解調(diào)。

圖1 高速解調(diào)器設(shè)計(jì)框圖

2 交叉極化對(duì)消具體實(shí)現(xiàn)

2.1 干擾信號(hào)下變頻

高速解調(diào)器采用N路并行結(jié)構(gòu)處理。干擾信號(hào)x2[n]經(jīng)載波頻率f0并行下變頻后,轉(zhuǎn)換為N路基帶復(fù)信號(hào)再次并行下變頻所需頻率分量ejθ由主信號(hào)x1[n]的并行NCO模塊提供N路基帶復(fù) 信 號(hào)與N路NCO輸出頻率分量ejθ分別對(duì)應(yīng)相乘,得到并行信號(hào)其 中,完成再次下變頻。

主信號(hào)x1[n]的并行載波恢復(fù)包括并行相位恢復(fù)模塊、并行鑒相模塊、濾波模塊和并行NCO模塊。主信號(hào)經(jīng)x1[n]并行下變頻后的N路基帶復(fù) 信 號(hào)與并行NCO模塊輸出N路復(fù)信號(hào)ejθ分別對(duì)應(yīng)相乘,得到相位恢復(fù)后的并行信號(hào)完成并行相位恢復(fù)。

頻率分量ejθ由主信號(hào)的載波恢復(fù)環(huán)路獲得。并行鑒相模塊根據(jù)相位恢復(fù)后的信號(hào)ejα進(jìn)行鑒相。鑒相方式采用松尾環(huán),以QPSK信號(hào)為例,鑒相函數(shù)為

2.2 干擾信號(hào)重采樣

干擾信號(hào)重采樣的時(shí)鐘和內(nèi)插偏移量由主信號(hào)的并行DDS模塊提供。N路并行內(nèi)插如圖2所示,DDS模塊產(chǎn)生的第i路信號(hào)的內(nèi)插時(shí)刻和偏移量表示為clk i和δi。設(shè)干擾信號(hào)ejβ在clk i時(shí)刻對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)為則用于內(nèi)插擬合的前后4 個(gè) 采 樣 數(shù) 據(jù) 為。采用三階拉格朗日公式,根據(jù)偏移量δi計(jì)算內(nèi)插系數(shù)μi,μi表示為μi=[μ1,μ2,μ3,μ4]。內(nèi)插可獲得當(dāng)前內(nèi)插值表示為為干擾信號(hào)的并行基帶數(shù)據(jù)。

設(shè)主信號(hào)ejα在clk i時(shí)刻對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)為則用于內(nèi)插擬合的前后4個(gè)采樣數(shù)據(jù)為擬 合 獲 得 當(dāng) 前 內(nèi)插值內(nèi)插時(shí)刻clk輸入到選擇器模塊,選擇輸出擬合數(shù)據(jù),設(shè)經(jīng)內(nèi)插模塊和選擇器模塊后,輸出為M路主信號(hào)的并行基帶數(shù)據(jù)ejτ1。

圖2 并行插值實(shí)現(xiàn)框圖

主信號(hào)x1[n]的并行鑒相模塊采用Gardner算法,設(shè)k時(shí)刻的主信號(hào)表示為路信號(hào)分量表示為y[k]=cos(τ1[k])。通過3個(gè)連續(xù)采樣點(diǎn)來求得定時(shí)誤差,計(jì)算公式如下:

式中,y[k-1/2],y[k-1]和y[k]分別間隔半個(gè)符號(hào)周期。采用上述公式分別對(duì)每路誤差提取,輸出h(y i[k]),并行誤差提取模塊輸出為M路誤差提取輸出之和

2.3 交叉極化干擾對(duì)消模塊

交叉極化干擾對(duì)消模塊功能是消除主信號(hào)x1[n]的基帶中包含的干擾分量,為方便推導(dǎo)表示為復(fù)數(shù)形式基帶干擾信號(hào)通過對(duì)x2[n]下變頻和重采樣獲得復(fù)數(shù)形式為減去通過自適應(yīng)濾波器的ejτ2,可消除交叉極化帶來的干擾。

k時(shí)刻主信號(hào)的M路并行I/Q基帶信號(hào)分別表示為I1[k]=[i1,1[k],…,i1,M[k]]和Q1[k]=[q1,1[k],…,q1,M[k]],干擾信號(hào)的M路并行I/Q基帶信號(hào)表示為I2[k]=[i2,1[k],…,i2,M[k]]和Q2[k]=[q2,1[k],…,q2,M[k]]。

圖3 交叉極化對(duì)消模塊框圖

3 仿真與分析

3.1 Matlab仿真實(shí)驗(yàn)

采用Matlab進(jìn)行仿真,分別產(chǎn)生兩個(gè)調(diào)制信號(hào)s1(t)和s2(t),s1(t)與衰減后的s2(t)相加,然后與高斯白噪聲相加,獲得信號(hào)x1(t)信號(hào)數(shù)據(jù);s2(t)與衰減后的s1(t)相加,然后與高斯白噪聲相加,獲得信號(hào)x2(t)信號(hào)數(shù)據(jù)。

仿真1:s1(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.2 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.201 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率1 000 Mbit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。圖4是x1(t)解調(diào)后(交叉極化對(duì)消前)的信號(hào)星座圖與交叉極化對(duì)消后的信號(hào)星座圖。由圖可知,對(duì)消前的星座圖中星座點(diǎn)由于干擾產(chǎn)生了空心,對(duì)消后的星座圖的星座點(diǎn)是實(shí)心的,說明該方法有效地消除了不同載波頻率間信號(hào)的交叉極化干擾。

圖4 仿真1交叉極化對(duì)消前后信號(hào)星座圖

仿真2:s1(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.2 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.2 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率900 M bit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。圖5是x1(t)解調(diào)后(交叉極化對(duì)消前)的信號(hào)星座圖與交叉極化對(duì)消后的信號(hào)星座圖。由圖可知,對(duì)消前的星座圖中星座點(diǎn)由于干擾產(chǎn)生了空心,對(duì)消后的星座圖的星座點(diǎn)是實(shí)心的,該方法有效地消除了不同調(diào)制信號(hào)間的交叉極化干擾。

圖5 仿真2交叉極化對(duì)消前后信號(hào)星座圖

仿真3:s1(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.2 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號(hào)參數(shù)為中心頻率1.2 GHz,QPSK調(diào)制,信息速率1 000 M bit/s,α=0.4(8 d B),β=0.4(8 d B)。信噪比從4 dB到9 dB。圖6是解調(diào)后(交叉極化對(duì)消前)的信號(hào)誤碼率與交叉極化對(duì)消后的信號(hào)誤碼率。由圖可知,對(duì)消后的誤碼率與對(duì)消前相比,明顯降低。

圖6 交叉極化對(duì)消前后信號(hào)誤碼率對(duì)比

仿真結(jié)果表明,本文的交叉極化對(duì)消方法對(duì)與不同載波頻率、不同調(diào)制方式、不同符號(hào)速率的信號(hào)間交叉極化干擾均有效。

3.2 復(fù)雜度與實(shí)時(shí)性分析

本方法需要在原解調(diào)器中增加2個(gè)下變頻模塊、1個(gè)內(nèi)插模塊和1個(gè)交叉極化對(duì)消模塊。由于交叉極化對(duì)消模塊工作在降速后的數(shù)據(jù)時(shí)鐘頻率,因此算法復(fù)雜度低于高速ADC樣本直接對(duì)消的方法,復(fù)雜度高于直接基帶對(duì)消方法。本方法采用自適應(yīng)算法實(shí)時(shí)調(diào)整濾波器系數(shù),因此具有實(shí)時(shí)對(duì)消交叉極化干擾能力。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了一種高速數(shù)傳中的交叉極化干擾對(duì)消方法,干擾信號(hào)通過主信號(hào)的解調(diào)信息進(jìn)行下變頻和重采樣,提取基帶干擾分量。采用下變頻代替載波同步,使得該方法可適用于兩信號(hào)有載波頻差的情況,主信號(hào)與干擾參考信號(hào)間的同步處理使得獲取的干擾分量更為準(zhǔn)確。仿真結(jié)果表明,該方法對(duì)消方法對(duì)于不同載波頻率、不同調(diào)制方式、不同符號(hào)速率的信號(hào)間交叉極化干擾均有效。

[1]YEO J X,LEE Y H,ONG J T.Rain Attenuation Prediction Model for Satellite Communications in Tropical Regions[J].IEEE Trans on Antennas and Propagation,2014,62(11):5775-5781.

[2]ALAGHA N S,ARAPOGLOU P D.Technology Trends for Ka-Band Broadcasting Satellite Systems[C]∥International Conference on Wireless and Satellite Systems,Bradford,UK:Springer,2015:147-159.

[3]DINGLEY P,FRIZO A,STANLEY G.A Review of the Two Primary Types of Ka Satellite Systems[EB/OL].[2017-04-12].www.securecommunications-airbusds.com/wp-content/uploads/2014/04/areview-of-the-two-primary-types-of-ka-satellitesystems.pdf.

[4]JORGE F,RIVA C,ROCHA A.Characterization of Interfade Duration for Satellite Communication Systems Design and Optimization in a Temperate Climate[J].Radio Science,2016,51(3):150-159.

[5]YUAN F,LEE Y H,MENG Y S.Comparison of Cloud Models for Propagation Studies in Ka-Band Satellite Applications[C]∥International Symposium on Antennas and Propagation,Kaohsiung:IEEE,2014:383-384.

[6]VASSEAR H.Degradation of Availability Performance in Dual-Polarized Satellite Communications System[J].IEEE Trans on Communications,2000,48(3):465-472.

[7]CARLIN J,BAR-NESS Y,GROSS S,et al.An IF Cross-Pol Canceller for Microwave Radio System[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1987,5(3):502-504.

[8]NOEL P,PROKOPTSOV M,KLEMES M,et al.The Design,Development and Implementation of a Cross Polarization Interference Cancellation System for Point-to-Point Digital Microwave Radio System[C]∥24th Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering,Niagara Falls,ON:IEEE,2011:1365-1369.

[9]CUSANI R,BACCARELLI E,DI BLASIO G,et al.A Simple Polarization-Recovery Algorithm for Dual-Polarized Cellular Mobile-Radio Systems in Time-Variant Faded Environments[J].IEEE Trans on Vehicular Technology,2000,49(1):220-228.

[10]王宇舟,鐘瑜,劉金山.一種高速衛(wèi)星通信交叉極化干擾對(duì)消技術(shù)仿真[J].通信技術(shù),2014,47(2):141-144.

[11]王萬(wàn)玉,陳金樹.交叉極化干擾消除技術(shù)研究[J].電訊技術(shù),2013,53(6):707-710.

[12]向海生,馬利祥,王冰.基于拼接采樣技術(shù)的寬帶數(shù)字接收機(jī)[J].雷達(dá)科學(xué)與技術(shù),2014,12(4):450-453.XIANG Haisheng,MA Lixiang,WANG Bing.A Wideband Digital Receiver Based on Time-Interleaved Sampling Technique[J].Radar Science and Technology,2014,12(4):450-453.(in Chinese)