夏永平，李 賀，魏 斌

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所，江蘇無(wú)錫 214072）

1 引言

隨著現(xiàn)代無(wú)線通訊技術(shù)的迅猛發(fā)展，人們對(duì)固態(tài)大功率放大器的需求也日益增多，性能要求也越來(lái)越高，所以發(fā)展更高頻率和更大功率的功率器件成為目前國(guó)內(nèi)研究的重點(diǎn)。

微波大功率放大器在第四代移動(dòng)通訊系統(tǒng)（4G）和未來(lái)5G系統(tǒng)中起著至關(guān)重要的作用，它的性能指標(biāo)直接影響整個(gè)通信設(shè)備的體積、功耗和通信質(zhì)量。在軍事應(yīng)用中，微波大功率放大器作為戰(zhàn)斗機(jī)/預(yù)警機(jī)/軍艦/航天器等武器電子設(shè)備的核心器件，在國(guó)防安全和軍事威懾等方面也發(fā)揮著至關(guān)重要的作用。

隨著新材料的不斷研究，GaAs材料制作的功率器件已經(jīng)得到較為廣泛的應(yīng)用，成為市場(chǎng)的主流器件。由于GaAs材料本身的缺陷，擊穿電壓低，使其無(wú)法做到較大功率的輸出，這就需要新一代的材料來(lái)突破這個(gè)瓶頸。GaN作為第三代半導(dǎo)體材料，其寬禁帶、高導(dǎo)熱率的材料屬性可以很好地滿足高頻、高溫、高功率、高效率的性能要求[1]，微波功率性能遠(yuǎn)優(yōu)于Si、GaAs等半導(dǎo)體材料，在衛(wèi)星通信、雷達(dá)及導(dǎo)彈等民用和軍用領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景，是當(dāng)代半導(dǎo)體技術(shù)最重要的發(fā)展前沿之一。隨著GaN HEMT器件工藝的發(fā)展，高頻高功率微波功率放大器已經(jīng)成為軍用雷達(dá)迫切需要的產(chǎn)品。然而，大功率器件的輸入輸出阻抗會(huì)隨著總柵寬的增加而減小，引線和管殼等寄生參量對(duì)性能的影響十分嚴(yán)重，以至于直接采用管殼外的匹配方法匹配困難，且很難得到較大功率的輸出，因而采用管殼內(nèi)匹配使其輸入輸出引腳阻抗均為50 Ω成為業(yè)界公認(rèn)的最好選擇[2～3]。

本文采用內(nèi)匹配功率合成技術(shù)，設(shè)計(jì)了基于GaN HEMT的C波段大功率放大器。采用兩級(jí)匹配，第一級(jí)通過(guò)金絲和單層電容組成的T型結(jié)構(gòu)將管芯阻抗匹配至10 Ω；第二級(jí)通過(guò)功分器將10 Ω匹配至50 Ω，6胞40 W合成輸出功率200 W以上。實(shí)際測(cè)試表明，偏置在 Vds=50 V、Idq=100 mA 時(shí)，脈沖 200 μs，占空比10%，飽和輸出功率 Psat≥53 dBm（200 W），漏極效率ηd≥48%，增益 Gain≥11 dB。

2 單胞GaN管芯內(nèi)匹配電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

2.1 大信號(hào)負(fù)載牽引系統(tǒng)仿真

微波功率器件工作狀態(tài)可分為兩種，即小信號(hào)和大信號(hào)。小信號(hào)工作在線性區(qū)時(shí)，其輸入輸出阻抗基本不隨輸入信號(hào)的變化而變化，其器件輸入輸出阻抗可通過(guò)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀或ADS S參數(shù)仿真得到；而大信號(hào)工作在壓縮區(qū)，其輸入輸出阻抗會(huì)隨著輸入信號(hào)的變化而改變，這樣就增加了設(shè)計(jì)匹配電路的難度。負(fù)載牽引（Load Pull）系統(tǒng)可為工程師在不同輸入功率下找到特定性能指標(biāo)下的最優(yōu)輸入和輸出阻抗。

本文選用某公司的40 W管芯作為研究對(duì)象，利用ADS Load Pull仿真其大信號(hào)模型的輸入輸出阻抗。管芯偏置Vds=50V，Ids=200mA，輸入功率Pin=33dBm，工作頻率f=5.6 GHz。本文選用輸出功率最大為設(shè)計(jì)指標(biāo)，其仿真結(jié)果見圖1，在功率等高線圖中，最中心為輸出功率最大。

圖1 負(fù)載牽引仿真結(jié)果

負(fù)載牽引仿真得到的阻抗為管芯阻抗的共軛值，其整個(gè)頻段內(nèi)的仿真結(jié)果如表1所示。

表1 5.3～5.9 GHz負(fù)載牽引仿真結(jié)果

2.2 內(nèi)匹配電路設(shè)計(jì)

一般輸入匹配實(shí)現(xiàn)最大增益匹配，輸出匹配實(shí)現(xiàn)最大輸出功率或效率的匹配，而匹配電路的好壞直接影響所設(shè)計(jì)放大器的帶寬、增益、效率、輸出功率和穩(wěn)定性等性能指標(biāo)[4～5]。

所設(shè)計(jì)單胞40W放大器的工作頻率為5.3～5.9GHz，帶寬600 MHz，相對(duì)帶寬為10.7%，故采用兩級(jí)混合型匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)內(nèi)匹配設(shè)計(jì)。第一級(jí)采用T型匹配，電感通過(guò)鍵合金絲不同根數(shù)、長(zhǎng)度和高度實(shí)現(xiàn)不同感值，電容為薄膜陶瓷單層電容，可通過(guò)改變陶瓷材料的介電常數(shù)、厚度和面積調(diào)節(jié)容值。第二級(jí)通過(guò)λ/4阻抗變換線將第一級(jí)匹配后的阻值匹配至輸入輸出管腳50 Ω。λ/4阻抗變換線采用介電常數(shù)9.9的Al2O3陶瓷做基片制作，減小電路面積，損耗做到最小。其整個(gè)內(nèi)匹配電路如圖2所示[6]。

輸入匹配電路的第一級(jí)T型匹配采用L-C-L將實(shí)阻抗0.6 Ω變換到10 Ω，虛部通過(guò)金絲感值消除；第二級(jí)通過(guò)λ/4阻抗變換線將10 Ω變換到50 Ω，虛部均為0。同樣輸出匹配電路的第一級(jí)通過(guò)L-C-L將阻抗從（6.1+j×10.5）Ω 變換到 10 Ω，再通過(guò)第二級(jí)與輸入端一樣的λ/4阻抗變換線變換到50 Ω。這樣實(shí)現(xiàn)了第一級(jí)和第二級(jí)匹配電路相近的Q值，實(shí)現(xiàn)最大帶寬。輸入匹配電路的諧振頻率為中心頻率5.6 GHz，而輸出諧振頻率為5.8 GHz，諧振在高頻的好處是改善器件的高頻性能，補(bǔ)償增益隨頻率的滾降特性。

圖2 5.3～5.9 GHz 40 W GaN功放的內(nèi)匹配電路

設(shè)計(jì)單層電容，容值可根據(jù)廠家提供的公式：

其中，C為電容值，K為介電常數(shù)，L為長(zhǎng)度，W為寬度，T為推薦厚度，f為換算因子（113.1）。

在選擇基板時(shí)應(yīng)盡可能選擇介電常數(shù)小、損耗小的材料，同時(shí)也要兼顧所設(shè)計(jì)電路的面積。

將匹配電路與芯片模型聯(lián)合進(jìn)行大信號(hào)仿真，設(shè)置偏置電路Vds=50 V，Idq=200 mA，頻率點(diǎn)5.3 GHz、5.5 GHz、5.7 GHz、5.9 GHz，掃描輸入功率 20～40 dBm，其輸出功率Pout、增益Gp、功率附加效率PAE隨輸入功率Pin變化的曲線如圖3所示。

圖3 P out/G p/PAE隨P in變化的曲線圖

利用ADS對(duì)匹配電路進(jìn)行優(yōu)化后，整個(gè)頻段內(nèi)Pout≥46 dBm（40 W），增益 Gp≥4613 dB，PAE≥55%，滿足整個(gè)單胞管芯的設(shè)計(jì)要求。

2.3 實(shí)物測(cè)試結(jié)果

按照設(shè)計(jì)的匹配電路，對(duì)管芯、單層電容、薄膜電路微組裝到金屬管殼內(nèi)部，通過(guò)鍵合25 μm金絲將電路連接起來(lái)。其測(cè)試結(jié)果如表2所示。

表2 5.3～5.9 GHz 40 W測(cè)試結(jié)果

實(shí)際測(cè)試結(jié)果顯示，輸出功率均大于40 W，效率達(dá)到50%以上，增益偏低1 dB。對(duì)比測(cè)試與仿真結(jié)果，兩者存在一定的差異，尤其是增益。分析原因，大致有兩種：第一是實(shí)際測(cè)試加入測(cè)試板，測(cè)試板存在一定的損耗，在整個(gè)頻段內(nèi)損耗在0.3～0.4 dB；第二是模型和實(shí)物存在一定差異，電容和金絲模型均為無(wú)耗理想模型，而實(shí)際兩者均存在損耗，金絲鍵合連接處均存在不連續(xù)性。

3 六胞GaN管芯內(nèi)匹配電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

3.1 功分器設(shè)計(jì)

基于以上單胞器件的設(shè)計(jì)，T型匹配不變，重新設(shè)計(jì)薄膜電路功分器，對(duì)六胞管芯進(jìn)行功率等分和合成。T型匹配后的阻抗為10 Ω，功分器需要將6個(gè)10 Ω變換到50 Ω。一般功分器設(shè)計(jì)為2N（N≥1）路進(jìn)行等分或合成，而6路不在常規(guī)功分器設(shè)計(jì)范圍內(nèi)。鑒于單胞芯片40 W輸入輸出各2個(gè)PAD，每個(gè)PAD對(duì)應(yīng)的區(qū)域完全一樣，所以我們可默認(rèn)其每個(gè)PAD對(duì)應(yīng)20 W。然后可將1個(gè)芯片和半個(gè)芯片對(duì)應(yīng)1路，每路匹配前的阻抗為 10 Ω//20 Ω=6.7 Ω，6路轉(zhuǎn)換為 4路，便于功分器設(shè)計(jì)。

考慮到選取的管殼尺寸較小，薄膜電路材料選取介電常數(shù)9.9的陶瓷（損耗角最?。酒蚑型匹配占據(jù)一定的面積，按照常規(guī)的Wilkinson合成方法，需要兩級(jí)λ/4阻抗變換線才能將功率進(jìn)行合成和匹配至50 Ω。為將薄膜電路設(shè)計(jì)最小化，本文采用了非常規(guī)的功率合成方式。首先進(jìn)行阻抗匹配，將2個(gè)并聯(lián)的10 Ω 匹配至 100 Ω（5 Ω 變換到 100 Ω），借助 Smith 原圖，選取中間阻抗值22.36 Ω，使其兩級(jí)匹配Q值相同，帶寬最大化。其匹配優(yōu)化后的結(jié)果如圖4所示，仿真結(jié)果如圖5所示。將功分器諧振點(diǎn)調(diào)至高頻是為了將高頻功率調(diào)高，改善帶內(nèi)功率平坦度。

圖4 單支路匹配原理圖

將兩支路進(jìn)行并聯(lián)，輸出阻抗則為50 Ω。將該原理圖生產(chǎn)版圖，然后設(shè)置材料特性，進(jìn)行阻抗仿真，優(yōu)化S參數(shù)。在版圖布局中，需要重點(diǎn)考慮相位，因?yàn)閮?nèi)匹配采用鍵合金絲進(jìn)行電連接，而PAD較大，金絲鍵合區(qū)域大，在高頻段進(jìn)行功率合成時(shí)相位尤為重要。相位差越小越好，一般設(shè)計(jì)時(shí)將相位差控制在10°以內(nèi)[7]。功分器相位仿真如圖6所示。

圖5 單支路匹配原理仿真結(jié)果

圖6 相位所加端口位置及仿真結(jié)果

該功分器從每個(gè)支路在最中間和最兩邊仿真相位，相位差均有效地控制在10°以內(nèi)，能較好地進(jìn)行功率合成。功分器S參數(shù)仿真如圖7所示。

圖7 功分器S參數(shù)仿真結(jié)果

管殼內(nèi)電路布局如圖8所示。

圖8 電路布局圖

3.2 驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)

驗(yàn)證電路需要設(shè)計(jì)偏置電路，一般采用λ/4高阻線或者有效電感作為射頻扼流圈，通直流阻射頻。本文選取λ/4高阻線作為扼流圈，輸入輸出信號(hào)線均為50 Ω，信號(hào)線上串聯(lián)隔直電容。選用ATC的多層電容，容值的選取可借助軟件查看電容的S參數(shù)，該頻段選用600 F 3.3 pF電容，其S參數(shù)如圖9所示。驗(yàn)證電路如圖10所示。

圖9 ATC 600 F 3.3 pF電容S參數(shù)

圖10 驗(yàn)證電路原理圖

3.3 實(shí)物測(cè)試結(jié)果

六胞合成后200 W管子通過(guò)驗(yàn)證電路的實(shí)際測(cè)試，結(jié)果如表3所示。

表3 5.3～5.9 GHz 200 W測(cè)試結(jié)果

測(cè)試結(jié)果表明，輸出功率Pout≥220 W，增益Gp≥11 dB，功率附加效率PAE≥48%，合成效率比大于90%。

4 結(jié)論

本文基于GaN模型進(jìn)行負(fù)載牽引仿真，然后進(jìn)行T型匹配、阻抗變換線設(shè)計(jì)和六胞合成的功分器設(shè)計(jì)，在偏置Vds=50 V、Idq=200 mA、脈沖測(cè)試Pulse Width=200 μs、Period=2 ms時(shí)，實(shí)測(cè)單胞40 W功放管輸出功率Pout≥46 dBm（40 W），增益Gp≥13 dB，PAE≥50%；六路合成200 W功放管輸出功率Pout≥53.5 dBm（220 W），增益Gp≥11 dB，PAE≥48%，功率合成效率比≥90%。

[1]Raymond S Pengelly,Simon M Wood,James W Milligan,Scott T Sheppard and William L Pribble.A Review of GaN on SiC High Electron-Mobility Power Transistors and MMICs[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2012,60(6):1764-1783.

[2]Honjo K，Takayama Y，F(xiàn)urutsuka T，Higashisaka A，Hasegawa F.15 Watt Internally Matched GaAs FETs and 20 Watt Amplifier Operating at 6 GHz[C].IEEE Microwave Symposium Digest，M1vr-S International，1979，79：289-291.

[3]Yao Xiaojiang，Li Bin，Chen Yanhu，Chen Xiaojuan.AIGaN／GaN HEMTs Power Am plifier MIC with Power Combining at C-Band[J].Chinese Journal of Semiconductors，2007，28(4)：514-517.

[4]王小平，王長(zhǎng)河，崔恩錄.硅微波功率晶體管內(nèi)匹配設(shè)計(jì)技術(shù)研究[J].半導(dǎo)體情報(bào)，1997,34（3）：10-17.

[5]鐘世昌，陳堂勝，等.八胞合成X波段140 W AlGaN/GaN HEMT的研究與應(yīng)用[J].固體電子學(xué)研究與進(jìn)展，2011,31（5）：442-444.

[6]沈美根，李賀，等.C波段GaN微波功率器件寬帶匹配電路設(shè)計(jì)[C].EDI CON,April 14,2015.

[7]Simon M Wood,Ulf Andre,Bradley J Millon,and Jim Milligan.Hybrid and Monolithic GaN Power Transistors for High Power S-Band Radar Applications[C].2012 IEEE 7thEuropean Microwave Integrated Circuits Conference(EuMIC),Amsterdam,Netherlands,Oct 29-30,2012:421-424.