陳 坤，周 興，文 武

(武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

0 引言

隨著超大規(guī)模集成電路技術(shù)和微處理器技術(shù)的快速發(fā)展，微處理器的性能飛速提高，成本價格不斷下降，使得開關(guān)型電力變換裝置的全數(shù)字化控制日益增多，數(shù)字控制技術(shù)逐漸成為市場上的主流。與傳統(tǒng)的模擬控制器相比較，數(shù)字控制器具有抗干擾能力強(qiáng)、可靠性高、控制策略靈活、可實現(xiàn)很多復(fù)雜的新型算法等較為明顯的優(yōu)勢[1]。但是，數(shù)字采樣和離散化等過程也給電源輸出響應(yīng)的快速性和系統(tǒng)穩(wěn)定性等帶來了無法避免的影響[2-3]。特別是大功率逆變器具有高壓、大電流的電氣特性，這一特性決定了其功率器件IGBT不能工作于太高的開關(guān)頻率[4]，否則會燒毀功率器件。

近年來，船舶電力推進(jìn)系統(tǒng)不斷發(fā)展，推進(jìn)系統(tǒng)的負(fù)載呈現(xiàn)出大功率、形式多樣的特點，對船舶電站的功率需求、穩(wěn)定性和可靠性等都提出了更高的要求，因此，中壓交流（直流）綜合電力系統(tǒng)已經(jīng)成為了船舶電站發(fā)展的主流趨勢[5]，船上變頻器、逆變電源等變流裝置作為綜合電力系統(tǒng)的重要組成部分，已經(jīng)呈現(xiàn)出高壓、大電流的特點。于是，由采樣及數(shù)據(jù)更新頻率低導(dǎo)致的輸出響應(yīng)時間延遲大等問題就顯得越發(fā)的突出和不可忽視。本文分析了逆變器采樣、PWM調(diào)制等環(huán)節(jié)的時間延遲，并為逆變器電源設(shè)計了基于一種改進(jìn)數(shù)字PWM控制方法的控制器，以改善輸出響應(yīng)時間延遲。

1 系統(tǒng)采樣、PWM調(diào)制等延時分析

如圖1所示，逆變電源主回路采用H橋結(jié)構(gòu)，控制器以DSP+CPLD為核心控制芯片，調(diào)制方式為單極性倍頻PWM，采用對稱規(guī)則采樣。

1.1 對稱規(guī)則采樣

對稱規(guī)則采樣方式采樣周期Ts，亦即三角載波周期Tc。采用滯后一拍控制方式[6]，以解決PWM調(diào)制占空比受限的問題[7]。即當(dāng)前采樣點采樣后計算出的調(diào)制波控制量并不在當(dāng)前采樣周期進(jìn)行數(shù)據(jù)更新，而是在下一個采樣點更新該控制量數(shù)據(jù)（如圖2）。于是與數(shù)據(jù)采樣點時刻相比，數(shù)據(jù)更新點延遲了一個采樣周期Ts。

圖3(a)中，調(diào)制波控制量剛好在采樣點t1時刻突變，控制量的突變會在下一個采樣點進(jìn)行數(shù)據(jù)更新，時間延遲為一個采樣周期TS；而圖3(b)中，采樣點卻剛好錯過了控制量的突變點t2時刻，于是控制量的這一突變情況只有經(jīng)過2個采樣周期TS才能反映到負(fù)載側(cè)。因此，數(shù)字PWM控制對稱規(guī)則采樣過程的時間延遲為TS～2TS.

1.2 單極性倍頻PWM調(diào)制

對于單極性倍頻PWM調(diào)制，調(diào)制波控制量m(k)分別與2路相對相移180°的三角載波信號Uc1和Uc2比較產(chǎn)生4路PWM脈沖信號ug1、ug2和ug4、ug3，分別驅(qū)動H橋的功率器件VT1、VT2和VT4、VT3，4路PWM驅(qū)動脈沖及m(k)與Uc1、Uc2的關(guān)系如表1。

注：表中“1”表示高電平，“0”表示低電平。

如圖4所示，功率器件VT1和VT4同時導(dǎo)通時，H橋輸出電壓+Ed，即圖中的uo。

由圖，從采樣及數(shù)據(jù)更新點t1到H橋逆變器輸出電壓時刻t2之間有時間延遲，根據(jù)三角形相似原理有：

可得出時間延遲：

于是有

式中，tΔ為時間延遲，Tc為開關(guān)周期。

同理，功率器件VT2和VT3同時導(dǎo)通時，H橋輸出電壓-Ed，時間延遲范圍為式（3）所示。

綜合小節(jié)1.1和1.2的分析，對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制的總時間延遲為

其中，TΔ為總時間延遲，TS為采樣周期，對于對稱規(guī)則采樣即為開關(guān)周期Tc。

2 控制器設(shè)計實例及仿真

2.1 多次采樣延時數(shù)據(jù)更新

由前面的分析，逆變器采樣頻率對于電源系統(tǒng)時間延遲有很大的影響，因此，提高采樣頻率對于減小響應(yīng)時間延遲將會是一種行之有效的措施。而受功率器件功耗和溫升等條件的限制，提高開關(guān)頻率并不是件容易的事。于是，在開關(guān)頻率不變的情況下，適度增加采樣和數(shù)據(jù)更新次數(shù)就成為了最優(yōu)的解決方案。

圖5，基于傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制方式，多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法有效結(jié)合了單次采樣延時數(shù)據(jù)更新[7]和多次采樣即時數(shù)據(jù)更新方法[8]的優(yōu)點，在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行多次數(shù)據(jù)采樣，延遲時間td（略大于DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理和運(yùn)算的時間）后將控制量Vk更新到DSP或CPLD的比較寄存器中進(jìn)行實時比較產(chǎn)生PWM驅(qū)動脈沖，采樣數(shù)據(jù)在時間td內(nèi)完成數(shù)據(jù)處理和PI控制等相關(guān)運(yùn)算。

如此，逆變器的采樣及數(shù)據(jù)更新周期將減小為原來的1/N，即TC/N，N為開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣的次數(shù)。此時，數(shù)字PWM控制所引起的時間延遲為

為了避免在非載波波谷點和波峰點更新數(shù)據(jù)而導(dǎo)致的PWM驅(qū)動脈沖電平錯誤和脈沖競爭現(xiàn)象[7,8]的發(fā)生，該控制器以DSP+CPLD作為核心控制芯片。DSP進(jìn)行AD采樣、數(shù)據(jù)處理、控制算法運(yùn)算、故障檢測及綜合等方面的工作，而CPLD負(fù)責(zé)產(chǎn)生三角載波信號、比較匹配生成PWM脈沖、PWM信號死區(qū)時間、故障狀態(tài)下PWM脈沖封鎖等類似于DSP事件管理器EVA/B的功能?？刂破骺傮w框圖如圖6。

2.2 PI控制參數(shù)配置

逆變電源采用電流閉環(huán)控制方式，為阻感性負(fù)載提供快速變化的勵磁電流。逆變器控制系統(tǒng)框圖如圖7，圖中分別為PI控制器、從采樣時刻到逆變器輸出的時間延遲、PWM脈沖及逆變器主回路等效增益、并聯(lián)H橋均流電感等環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)。

時間延遲環(huán)節(jié)對于所有的ω有

該延時環(huán)節(jié)只影響系統(tǒng)的相頻特性，對于幅頻特性沒有影響。為了控制器設(shè)計和分析的方便，在滿足條件1ωτ<<時，可對時間延遲環(huán)節(jié)作如下簡化處理[9,10]

式中，τ為時間延遲。

將負(fù)載電壓uo作為外部擾動，可得出系統(tǒng)輸出電流Io閉環(huán)傳遞函數(shù)

根據(jù)式（8），系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程為

該閉環(huán)特征方程為三階，應(yīng)該有3個閉環(huán)特征根，自動控制原理及工程實踐的經(jīng)驗顯示，對于高于兩階的系統(tǒng),可以利用主導(dǎo)極點的概念將系統(tǒng)在可以允許的誤差情況下進(jìn)行降階處理[11]：如果高階系統(tǒng)中距離虛軸的距離最近的一對極點，其實部比其它極點的實部的1/5還要小,那么這對閉環(huán)極點稱為主導(dǎo)極點,對系統(tǒng)的時間響應(yīng)過程影響起主導(dǎo)作用[12,13]。若逆變電源系統(tǒng)能夠找到這樣一對共軛復(fù)數(shù)主導(dǎo)極點，則此系統(tǒng)就可近似地當(dāng)作二階系統(tǒng)進(jìn)行分析，近似估計系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)。

系統(tǒng)主導(dǎo)極點期望值為

式中，rξ為阻尼比，rω為無阻尼自然振蕩角頻率。

由式（9）（10）有

根據(jù)實際系統(tǒng)設(shè)計參數(shù)：阻尼比ξr=0.70，n取10，此時調(diào)整時間短，超調(diào)量不大，時間延遲τ= 6 4μs ，自然振蕩角頻率ωr=1842rad/s ，對應(yīng)調(diào)節(jié)時間約為2.30 ms。計算得出

2.3 仿真分析

采用MATLAB軟件對控制器設(shè)計進(jìn)行仿真，以驗證系統(tǒng)的特性。仿真參數(shù)：2個H橋逆變單元并聯(lián)，母線電壓Ed=100V，均流電抗器0.8 mH/4.5 m?，負(fù)載0.16 mH/1 m?，采用對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制，開關(guān)頻率5kHz，每個周期采樣4次，取采樣及運(yùn)算時間延遲td=50μs。給定+80 A/10 Hz方波信號時，仿真輸出波形如圖8所示：

從逆變器仿真結(jié)果看，輸出響應(yīng)時間延遲66 μs，在理論分析的范圍[50,112.5]內(nèi)。輸出電流I0從0上升到給定值的95%的上升時間為2.32 ms，與控制器設(shè)計的2.30 ms調(diào)節(jié)時間比較吻合，控制器響應(yīng)速度快，具有較好的穩(wěn)定性和暫態(tài)特性。

3 實驗驗證

實驗主電路采用2個H橋逆變器單元并聯(lián)（圖9），以TI公司DSP28335結(jié)合ALTERA公司CPLD EPM1270T144C5為數(shù)字PWM控制器的核心芯片，調(diào)制方式單極性倍頻PWM。逆變器直流母線電壓Ed=100 V，IGBT為英飛凌FF300R12ME3，開關(guān)頻率5 kHz，均流電抗器1600 μH/9 m?，負(fù)載 160μ H/1 m?。

為了簡化程序編寫和實驗過程，設(shè)定時間延遲td為采樣周期TS，分別在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行1次、2次、4次數(shù)據(jù)采樣和更新，給定信號為方波電壓信號，4V/10 Hz（給定電壓與輸出總電流對應(yīng)關(guān)系為1V：20 A），逆變器輸出信號（負(fù)載電流IO、負(fù)載電壓uO）和給定信號IREF波形如圖10所示。

圖11 N=4及設(shè)計PI參數(shù)時逆變器輸出

圖中CH2通道為負(fù)載電壓uO，20V/格；CH3通道為給定信號IREF，40A/格；CH4通道為負(fù)載電流IO，40A/格。

在每個周期采樣及數(shù)據(jù)更新4次的情況下，PI控制器采用式（12）所設(shè)計的PI參數(shù)，逆變器輸出電流波形如圖11所示，輸出響應(yīng)時間純延時70 μs，輸出電流從5%上升到95%所需要的時間為 2.34 ms。

控制器設(shè)計參數(shù)能滿足逆變器電源系統(tǒng)在阻感性負(fù)載下對于穩(wěn)定性和暫態(tài)特性的要求，而多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法有效地減小了采樣周期和數(shù)據(jù)更新周期，逆變器輸出響應(yīng)時間延遲從406μs減小為84μs，時間延遲改善效果明顯。

4 結(jié)論

對于大功率逆變電源，對稱規(guī)則采樣、單極性倍頻PWM調(diào)制等數(shù)字控制實現(xiàn)過程引入的響應(yīng)時間延遲容易影響其輸出特性，文中在傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計了一個基于多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法的逆變電源控制器，以提高采樣頻率和數(shù)據(jù)更新頻率。最后，實驗結(jié)果與理論分析相一致，證明了該控制器在響應(yīng)時間延遲改善方面的實用性。

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