單級(jí)PFC反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)

李曉暉 趙 杰 蘇亞?wèn)| 張玉峰 鄭 凱

（1.皖北煤電集團(tuán)有限公司，安徽淮北232097；2.徐州凱思特機(jī)電科技有限公司，江蘇徐州221116；3.中國(guó)礦業(yè)大學(xué)電氣與動(dòng)力工程學(xué)院，江蘇徐州221116）

0 引言

開(kāi)關(guān)電源的相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)中對(duì)于降低電流諧波及提高功率因數(shù)有著明確的要求，這使得PFC技術(shù)在開(kāi)關(guān)電源中的應(yīng)用越來(lái)越廣泛。有源PFC技術(shù)相比于無(wú)源PFC技術(shù)具有響應(yīng)快、動(dòng)態(tài)效果好等優(yōu)點(diǎn)而受到廣泛研究。一般含有PFC功能的開(kāi)關(guān)電源采用兩級(jí)PFC結(jié)構(gòu)，一級(jí)為功率因數(shù)校正級(jí)，一級(jí)為電壓變換級(jí)，兩級(jí)結(jié)構(gòu)導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本較大，據(jù)此，單級(jí)PFC結(jié)構(gòu)應(yīng)運(yùn)而生[1-5]。

本文針對(duì)單級(jí)PFC反激式開(kāi)關(guān)電源，分析了其在CCM下FOT控制系統(tǒng)的工作原理，完成了系統(tǒng)的大信號(hào)分析，按照大信號(hào)分析的結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了系統(tǒng)電路及變壓器參數(shù)，完成了系統(tǒng)仿真，驗(yàn)證了該系統(tǒng)的可行性。

1 單級(jí)PFC反激式電路基本結(jié)構(gòu)

圖1是一種單級(jí)PFC反激式變換器的結(jié)構(gòu)，由于省去了原邊的電感、整流二極管和電解電容，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，使控制方法變得簡(jiǎn)單。由于輸入端采用了小容量的電容，只能濾除輸入電壓中的高頻諧波。輸入電壓經(jīng)過(guò)電容后還是正弦半波。PWM控制器對(duì)輸入、輸出電壓采樣，在其內(nèi)部計(jì)算出電流基準(zhǔn)，再和電流采樣值進(jìn)行比較，根據(jù)比較的結(jié)果控制Q2的通斷，完成功率因數(shù)校正。

圖1 無(wú)輸入大電容的單級(jí)PFC反激式變換器結(jié)構(gòu)

2 FOT控制模式單級(jí)PFC反激式變換器大信號(hào)分析

本節(jié)首先分析了FOT控制的單級(jí)PFC反激式變換器的工作過(guò)程，然后對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了大信號(hào)分析，并對(duì)系統(tǒng)中各參數(shù)及其之間的能量關(guān)系進(jìn)行了研究，最后，根據(jù)這些參數(shù)給出了變壓器的設(shè)計(jì)方法。

2.1 FOT控制模式工作原理

圖2為FOT控制單級(jí)PFC反激式變換器的系統(tǒng)框圖。輸出電壓Vo經(jīng)過(guò)R3、R4和隔離電路進(jìn)行電氣隔離后進(jìn)入電壓環(huán)。乘法器的作用是構(gòu)建完整的電流基準(zhǔn)，該基準(zhǔn)是一個(gè)與輸入電壓同相位的正弦半波，所以其輸入分別為電壓調(diào)控信號(hào)和輸入電壓相位信號(hào)。開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷條件是采樣電阻上的電壓高于乘法器的輸出電壓。開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通由Toff產(chǎn)生電路控制。

圖2 FOT控制單級(jí)PFC反激式變換器系統(tǒng)框圖

FOT控制變換器的輸入電流和PWM波形如圖3所示。當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸入電流線性增加，關(guān)斷期間，可以將次級(jí)電流和電壓等效到初級(jí)側(cè)，等效輸入電流在此期間線性下降。由于次級(jí)反射電壓不變，且開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)間不變，所以等效的輸入電流下降值也不變，其大小可由式（1）確定：

圖3 FOT控制模式變換器輸入電流及PWM波形

在輸入電壓較小時(shí)，變換器工作在DCM模式。隨著輸入電壓的增大，變換器從DCM向CCM過(guò)渡。由于輸入電壓的波形是正弦半波，在一個(gè)半波內(nèi)，變換器先工作在DCM，然后工作在CCM，最后又回到DCM。所以，在一個(gè)正弦半波里存在一個(gè)DCM和CCM的臨界電壓，這個(gè)電壓對(duì)應(yīng)的相角叫做臨界相角θT。當(dāng)輸入電壓相角在（0，θT）以及（π-θT，π）時(shí)，變換器工作在DCM模式；當(dāng)相角在（θT，π-θT）時(shí)，變換器工作在CCM模式。

當(dāng)輸入電流在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通期間上升值等于關(guān)斷期間的下降值時(shí)，即變換器工作在BCM。假設(shè)此時(shí)輸入電流峰值為IPKpri，則：

可求得臨界處的相角為：

當(dāng)變換器在DCM時(shí)，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間不變。所以此時(shí)變換器的D和fsw都是常數(shù)。當(dāng)變換器在CCM部分，變換器的D和fsw由線電壓峰值和瞬時(shí)值決定。開(kāi)關(guān)頻率關(guān)于相角θ的函數(shù)為：

2.2 FOT控制模式的能量關(guān)系

在DCM部分，輸入電壓和負(fù)載不變，變換器的開(kāi)關(guān)頻率也不變。此模式下，輸入電流的平均值為：

FOT控制模式處于DCM模式下和峰值電流控制模式處于DCM模式下情況相同，系統(tǒng)工作在此模式下的功率因數(shù)不可能為1。

在CCM模式下，初級(jí)側(cè)電流紋波為：

所以該模式下的輸入電流的平均值為：

綜合式（6）和式（7），可得：

在一個(gè)輸入電壓正弦半波內(nèi)，變換器經(jīng)歷了三個(gè)階段，這三個(gè)階段的輸入功率分別為：

由于DCM部分過(guò)程較為短暫，且CCM部分在輸入電壓相角較小時(shí)的電流與DCM相差不大，所以輸入功率可簡(jiǎn)化為：

將式（5）和式（8）代入式（10）可得：

在已知輸入功率的情況下，輸入電流峰值的表達(dá)式如下：

2.3 系統(tǒng)電路參數(shù)設(shè)計(jì)

2.3.1 變壓器設(shè)計(jì)

雖然初級(jí)電感量與輸入電流紋波成反比，但也不能一味地減小電流紋波，初級(jí)電感量過(guò)大會(huì)使變壓器體積過(guò)大，選取初級(jí)電感量為400 μH。

由于初次級(jí)繞組耦合系數(shù)較高，所以有：

使用耐壓為650 V的功率MOSFFET，根據(jù)反激式變換器的輸出輸入電壓關(guān)系，可得：

VC一般被RCD鉗位在次級(jí)反射電壓的1/2。根據(jù)式（14），反射電壓最大為120 V。由于VO為19 V，VD為1 V左右，所以變壓器匝比最大為6。仿真時(shí)取匝比為5，代入式（13）中可得變壓器次級(jí)電感量為16 μH。

2.3.2 初次級(jí)電感電流峰值計(jì)算

當(dāng)匝比為5時(shí)，次級(jí)反射電壓為100 V，由式（12）可得初級(jí)電感電流峰值為5 A，次級(jí)電感電流峰值為25 A。

2.3.3 鉗位網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

變壓器的漏感造成的過(guò)電壓尖峰可以受到RCD鉗位網(wǎng)絡(luò)（圖4）的限制。選擇適當(dāng)?shù)碾娙菁半娮柚担员闫渚哂兄付ǖ倪^(guò)電壓ΔV（一般取反射電壓的一半），使其關(guān)斷時(shí)不會(huì)超過(guò)MOSFET的額定電壓。

圖4 RCD鉗位網(wǎng)絡(luò)

Llk為變壓器的漏感。電容器要經(jīng)受大的電流尖峰，因此其應(yīng)該是具有聚丙烯或聚苯乙烯薄膜電介質(zhì)的非常低的ESR型。

最小電阻值可以通過(guò)在開(kāi)始時(shí)施加電容上的電壓來(lái)得到：

3 系統(tǒng)電路仿真

采用L6562N器件，該模型ZCD引腳的閾值電平為1.6 V，可得關(guān)斷時(shí)間為：

取Ct=620 pF，Rt=10 k。選擇Ca=220 pF，Ra=3 kΩ。

輸出電壓通過(guò)r12和r13分壓后進(jìn)入TL431的輸入端，由于在閉環(huán)運(yùn)行時(shí)，分壓電壓在2.5 V波動(dòng)，所以有：

由于輸出電壓為19 V，r12為22 kΩ，所以r13為3.33 kΩ，由于在實(shí)際中沒(méi)有這樣阻值的電阻，所以取r13為3.3 kΩ。在輸入為110 V/50 Hz，負(fù)載為3.8 Ω，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行瞬態(tài)仿真，輸入與輸出電壓波形及系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的輸入電壓與輸入電流分別如圖5和圖6所示。

圖5 110 V AC輸入下輸入與輸出電壓波形

圖6 系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的輸入電壓與輸入電流

從圖5中可以看出，輸出電壓兩倍頻紋波，其波動(dòng)幅度為1.5 V，約占輸出的7.8%。從圖6中可以看出，輸入電流峰值緊緊跟隨輸入電壓，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)PFC功能。

為了看到輸入電流的各次諧波，首先平滑一下電流信號(hào)。在仿真電路中，r7為10 kΩ，C9為10 nF，其截止頻率為1.6 MHz，遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)頻率，所以C9上的電壓可以反映輸入電流的平均值。對(duì)C9上的電壓進(jìn)行傅里葉分析后，由圖7可以看出，各次諧波所占的比例非常低，可見(jiàn)電流波形失真較少。

圖7 110 V輸入下電流諧波

在輸入為220 V/50 Hz，負(fù)載為3.8 Ω，即輸出平均電流為5 A的條件下，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行瞬態(tài)仿真，輸入與輸出電壓波形和輸入電壓、輸入電流及采樣電阻上的電壓分別如圖8和圖9所示。

由圖8可知，通過(guò)輸出電壓穩(wěn)定在19.1 V。測(cè)量的100 Hz的紋波電壓的峰值為1.8 V。從圖9可以看出，在220 V下系統(tǒng)的輸入電流依然能夠緊緊跟隨輸入電壓。

圖8 220 V AC下系統(tǒng)的輸入與輸出電壓

圖9 220 V下的輸入電壓、輸入電流及采樣電阻上的電壓

4 結(jié)語(yǔ)

本文研究了固定關(guān)斷時(shí)間的單級(jí)PFC反激式變換器，在對(duì)臨界模式和連續(xù)模式分析的基礎(chǔ)上完成了對(duì)固定關(guān)斷時(shí)間控制模式的大信號(hào)分析，設(shè)計(jì)了系統(tǒng)電路。這種結(jié)構(gòu)的電路結(jié)構(gòu)和控制方式簡(jiǎn)單，成本較低。本文的研究成果對(duì)于單級(jí)PFC反激式變換器的設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)意義。