汪夕琳,周亞麗,張佳

(哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院,黑龍江 哈爾濱 150001)

0 引 言

偽碼測距技術(shù),即將偽隨機(jī)碼加載到無線電載波中進(jìn)行傳輸,利用偽隨機(jī)碼的長周期性和尖銳的自相關(guān)特性,將接收到的偽隨機(jī)序列與本地偽隨機(jī)序列進(jìn)行相關(guān),得到兩者相位差,進(jìn)而得知傳輸延時,從而實(shí)現(xiàn)距離測量的一種測量手段[1].偽碼測距技術(shù)具有抗干擾能力強(qiáng)和測量距離遠(yuǎn)、測距精度高等優(yōu)點(diǎn),在測距的同時兼具信息通信功能.偽碼測距技術(shù)早期主要應(yīng)用于雷達(dá)和導(dǎo)航定位等技術(shù)領(lǐng)域,隨著美國全球定位系統(tǒng)(GPS)的發(fā)展而大展身手,之后諸國的衛(wèi)星導(dǎo)航定位系統(tǒng)中均應(yīng)用了這一技術(shù),現(xiàn)在越來越多的領(lǐng)域利用該技術(shù)實(shí)現(xiàn)更為精準(zhǔn)的定位,如星間精準(zhǔn)定位、地面精準(zhǔn)定位等.

偽碼測距的相關(guān)研究也在不斷進(jìn)行中:首先是與導(dǎo)航定位系統(tǒng)相關(guān)的研究,如開發(fā)改進(jìn)新算法,提高偽碼捕獲的速率和測距精度;其次是測距誤差相關(guān)研究,如采用數(shù)學(xué)建?；蛘呔軠y量來消除測距誤差;再次是干擾抑制研究,如測距信號被靈敏度較高的接收機(jī)接收時易受其他強(qiáng)信號干擾,所以在接收前端需采用一些技術(shù)處理和算法改進(jìn)來抑制干擾.

在室內(nèi)、地下建筑、礦洞、天然洞穴等地方,由于全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(GNSS)的信號天線不具有清晰視野,信號微弱甚至沒有,所以接收機(jī)不能很好工作,無法進(jìn)行定位導(dǎo)航.本文利用偽碼測距技術(shù),以2.4 GHz頻段為載波,進(jìn)行空間單點(diǎn)靜態(tài)無線定位研究.

1 基于偽碼測距的無線定位系統(tǒng)定位原理

1.1 單點(diǎn)靜態(tài)無線定位原理

在GNSS中,空間運(yùn)動的導(dǎo)航衛(wèi)星其位置坐標(biāo)值精確已知(可精確計(jì)算得到),用戶接收機(jī)接收4顆以上空間導(dǎo)航衛(wèi)星發(fā)射的偽碼擴(kuò)頻調(diào)制導(dǎo)航信號,測出至少4顆導(dǎo)航衛(wèi)星的4個不同偽距值,采用4球交匯的空間幾何定位原理,精確確定出用戶接收機(jī)所在位置的三維坐標(biāo)值,即實(shí)現(xiàn)三維定位.基于偽碼測距技術(shù)的靜態(tài)單點(diǎn)無線定位系統(tǒng),借鑒衛(wèi)星導(dǎo)航定位系統(tǒng)的上述定位原理,該系統(tǒng)由主機(jī)、從機(jī)兩部分組成,采用主機(jī)移動(但位置坐標(biāo)值已知)、從機(jī)不動(從機(jī)處于靜止?fàn)顟B(tài))的工作方式,系統(tǒng)的主機(jī)生成偽隨機(jī)序列,經(jīng)過載波調(diào)制后經(jīng)天線發(fā)射出去,從機(jī)接收該信號后再轉(zhuǎn)發(fā)回主機(jī),由主機(jī)完成對接收偽隨機(jī)序列與本地偽隨機(jī)序列的同步,測得兩者的碼片相位差,進(jìn)而得到傳輸延時,獲得主機(jī)、從機(jī)間的3個距離數(shù)據(jù),在二維正交坐標(biāo)系中,采用3圓相交的平面幾何定位原理,通過定位解算算法,來確定出從機(jī)的位置坐標(biāo)值,實(shí)現(xiàn)對從機(jī)的定位.多次測量可以減小測距誤差,提高定位精度.

基于偽碼測距技術(shù)的靜態(tài)單點(diǎn)無線定位系統(tǒng)的定位示意圖如圖1所示.在二維正交坐標(biāo)系XOY中,標(biāo)定測距時主機(jī)的不同位置坐標(biāo)M1(Mx1,My1),M2(Mx2,My2),M3(Mx3,My3),以主機(jī)所在位置為圓心,以主機(jī)、從機(jī)間的距離為半徑畫圓,則3個測距圓的交點(diǎn)即為從機(jī)所在位置,從而完成從機(jī)的靜態(tài)單點(diǎn)定位.

在無線定位系統(tǒng)中,設(shè)從機(jī)S的二維位置坐標(biāo)為 (Sx,Sy),主機(jī)3次變換位置點(diǎn)M1、M2、M3的二維坐標(biāo)值分別為:M1(Mx1,My1),M2(Mx2,My2),M3(Mx3,My3),特殊情況下,當(dāng)S與M1、M2、M3的距離均相等時,則S點(diǎn)的二維位置坐標(biāo)值為

(1)

通常情況下,可設(shè)從機(jī)的S位置點(diǎn)是任意位置,然后移動主機(jī)到已知位置M1、M2、M3點(diǎn),記錄M1、M2、M3到S點(diǎn)的距離,設(shè)M1到S的距離為L1,M2到S的距離為L2,M3到S的距離為L3,由兩點(diǎn)間距離公式

(2)

推導(dǎo)可知,此時從機(jī)的S點(diǎn)位置坐標(biāo)(Sx,Sy)為

Sx=

(3)

Sy=

(4)

1.2 偽碼測距原理

對于偽碼測距技術(shù)而言,有兩個重要指標(biāo):距離模糊度和精度[1].距離模糊即實(shí)際所測距離大于理論測距的最大距離,導(dǎo)致距離準(zhǔn)確度無法判斷;精度是指利用測距碼的相位差所計(jì)算得到的距離與實(shí)際空間距離的誤差.偽碼測距技術(shù)中,偽碼序列的周期決定探測距離,由于偽碼序列周期可以很長,所以測距距離也會增加,但是周期較長的偽碼序列其捕獲時間也會相應(yīng)增加,因此可采用多個子碼組成復(fù)合碼.測距精度是由碼元寬度(碼速率)和跟蹤精度決定,因此為提高測距精度,碼元寬度應(yīng)盡量小,也意味著較高的碼速率;同時要求偽碼跟蹤的精度相對較高,對碼片的相位差的測量盡量準(zhǔn)確.

從宏觀角度看,電磁波測距的空間距離等于光速c乘以發(fā)射信號與接收信號的時間差Δt的一半.

d=c×Δt/2,

(5)

在無線定位系統(tǒng)測距中,最大測距距離dmax

取決于偽隨機(jī)序列的序列長度pTc:

dmax=1/2cpTc,

(6)

式中:c為電磁波傳輸速度;p為碼片長度,p=2n-1,n為移位寄存器的級數(shù);Tc為偽隨機(jī)碼的碼元寬度.

則系統(tǒng)測距精度Δd:

Δd=1/2cTcΔp,

(7)

式中,Δp為跟蹤精度.

2 無線定位系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)

主機(jī)主要負(fù)責(zé)測距工作,包括測距信號的生成,載波調(diào)制,經(jīng)上變頻后射頻發(fā)射,射頻接收前端處理,經(jīng)下變頻到基帶后進(jìn)行載波分離,偽碼同步和數(shù)據(jù)處理;從機(jī)負(fù)責(zé)接收轉(zhuǎn)發(fā)主機(jī)的信號,包括射頻接收前端接收信號,經(jīng)下變頻到基帶,經(jīng)過模數(shù)數(shù)模轉(zhuǎn)換,經(jīng)上變頻后將信號轉(zhuǎn)發(fā)給主機(jī),所以主機(jī)和從機(jī)硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)相同,但軟件部分不同,主機(jī)的軟件部分較為復(fù)雜,從機(jī)的軟件部分則較為簡單.系統(tǒng)主機(jī)的硬件設(shè)計(jì)如圖2所示.

主機(jī)硬件系統(tǒng)劃分為不同功能的模塊,包括系統(tǒng)電源模塊、FPGA主控模塊、時鐘生成模塊、高速ADC與高速DAC混合信號處理模塊、集成射頻信號收發(fā)模塊和高速ADC驅(qū)動與高速DAC緩沖模塊.FPGA即現(xiàn)場可編程邏輯門器件,可以實(shí)現(xiàn)任何數(shù)字器件的功能.可以通過原理圖輸入或者使用硬件描述語言來設(shè)計(jì)自己想要的功能模塊,通過軟件仿真驗(yàn)證設(shè)計(jì)的合理性,進(jìn)行在線調(diào)試修改設(shè)計(jì)電路.AD9963即ADC和DAC集成芯片.AD9516時鐘生成模塊,主要為AD9963提供時鐘,驅(qū)動芯片使用.MAX2831用于射頻集成收發(fā).其中FPGA主控模塊可控制AD9516,AD9963,MAX2831寄存器值,模塊化設(shè)計(jì)各部分職能清晰,也利于后期調(diào)試.

3 無線定位系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

3.1 偽碼生成模塊的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

無線定位系統(tǒng)所使用的偽隨機(jī)序列為m序列,m序列可以由6級線性反饋移位寄存器產(chǎn)生,選取合適的特征多項(xiàng)式[2-3],m序列的周期為63,系統(tǒng)時鐘CLK為50 MHz,利用FPGA的鎖相環(huán)進(jìn)行分頻得到碼速率8 Mcps.m序列的多項(xiàng)式為:

F(x)=x6+x5+x4+x3+x+1,

(8)

模塊輸入信號包括時鐘信號和復(fù)位信號,使用6位移位寄存器,將移位寄存器的初值設(shè)為111101.

3.2 載波調(diào)制的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

載波調(diào)制采用的是BPSK調(diào)制,偽碼信號與載波信號coswt相乘進(jìn)行相位調(diào)制,其運(yùn)算關(guān)系圖如圖3所示.

載波調(diào)制時,偽隨機(jī)碼由上一節(jié)的m序列發(fā)生器產(chǎn)生,正弦載波由FPGA的IP核NCO生成.正弦載波根據(jù)m序列的碼元變化,其相位在0和π之間交替變換.

3.3 載波分離的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

載波分離,也叫載波去除,接收端接收到調(diào)制了偽碼信息的載波后,必須通過載波分離技術(shù)分離載波,還原出偽碼序列[4],不再被載波頻率或者任何中頻信號調(diào)制;實(shí)現(xiàn)載波分離必須使本地載波與輸入載波相位保持一致或近似一致,即保持本地載波與輸入載波同步[5].

BPSK的解調(diào)采用性能優(yōu)良的相干解調(diào)法,一般來說可以采用鎖相環(huán)(PLL)實(shí)現(xiàn),但是由于鎖相環(huán)對180°的相位變化敏感,顯然不適合,因此科斯塔斯環(huán)就是個很好的選擇,其對180°相位翻轉(zhuǎn)不敏感,且具有性能優(yōu)良、耗費(fèi)硬件資源少等優(yōu)點(diǎn).

科斯塔斯環(huán)(Costas),又叫做同相正交環(huán)、I/Q正交環(huán)[6].1956年, Costas首先提出采用同相正交環(huán)來恢復(fù)載波信號[7],隨后Riter證明跟蹤低信噪比的抑制載波信號的最佳裝置是Costas環(huán)及平方環(huán)[8].Costas環(huán)是工程上應(yīng)用最為廣泛的一種抑制載波跟蹤環(huán)路.

接收信號經(jīng)過射頻前端放大、濾除噪聲和下變頻變換后,進(jìn)入科斯塔斯環(huán),分為I路和Q路兩路信號分別與DDS產(chǎn)生的相位差為90°的載波相乘,相乘結(jié)果分別經(jīng)過每路的低通濾波器濾除高頻分量,再將兩路濾波器輸出信號輸入鑒相器比較,比較結(jié)果送入環(huán)路濾波器,其輸出作為NCO調(diào)整本地載波的依據(jù),當(dāng)兩路信號的相位差趨于穩(wěn)定時,則科斯塔斯環(huán)實(shí)現(xiàn)了鎖定,此時載波同步完成,基帶信號也完成了解調(diào).在FPGA中,乘法器、低通濾波器和DDS可以使用Altera的IP核生成,分別為LPM-MULT、FIR II、NCO這三個IP核,配合MATLAB生成相關(guān)參數(shù),減小設(shè)計(jì)難度.

3.4 偽碼捕獲的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

完成載波分離與解調(diào)后就是實(shí)現(xiàn)偽碼同步.偽碼同步包括偽碼捕獲與偽碼跟蹤,也叫粗同步與細(xì)同步[9].偽碼捕獲的作用就是在時間與頻率不確定的范圍內(nèi)捕獲接收到的有用偽隨機(jī)碼,使之與本地偽碼序列趨于同步[10].在信道傳輸一段時間后,接收偽碼序列會與本地偽隨機(jī)序列產(chǎn)生相應(yīng)的相位差.將本地偽碼序列與接收的偽碼序列進(jìn)行相關(guān),系統(tǒng)會根據(jù)相關(guān)結(jié)果與門限比較,判斷兩者之間的相位差是否小于一個碼元寬度,對本地偽碼序列生成器的時鐘進(jìn)行調(diào)整,使本地偽隨機(jī)序列與接收偽隨機(jī)序列的相位差不斷調(diào)整,直至滿足門限條件轉(zhuǎn)入偽碼跟蹤,否則繼續(xù)捕獲.

偽碼跟蹤的方案大致有時域串行搜索捕獲,循環(huán)相關(guān)搜索捕獲與雙積分滑動相關(guān)法等方法.時域串行相關(guān)搜索捕獲法所用硬件資源較少,捕獲時間較長;循環(huán)相關(guān)搜索捕獲法將信號通過FFT變換到頻域進(jìn)行處理,所以捕獲時間會大幅縮小,但耗費(fèi)硬件資源較多.由于測距距離較短,偽碼的周期也相對較短,數(shù)據(jù)處理較為簡單,因此選擇時域串行相關(guān)搜索捕獲法,其原理圖如圖5所示.接收到的信號經(jīng)過射頻前端經(jīng)過下變頻處理后,中頻信號經(jīng)過科斯塔斯環(huán)解調(diào)后分成了I/O正交兩路信號,再將兩路信號各自進(jìn)行積分

Q(k)=Si(k)×S[ξ(k)]×sinc[TdΔwd(k)/2]×sinφ(k),

(9)

式中:S[ξ(k)]為本地偽碼和接收偽碼的自相關(guān)函數(shù)；Td為積分時間；Δwd為載波頻差.進(jìn)行平方運(yùn)算后:

(10)

如果信號的相關(guān)峰值達(dá)到判決門限,偽碼捕獲完成,系統(tǒng)開始進(jìn)入偽碼跟蹤狀態(tài);

如果沒有達(dá)到設(shè)定的判決門限,就需要調(diào)整本地偽碼時鐘移動其相位,直至達(dá)到門限值[11].由于相關(guān)搜索捕獲較為簡單,實(shí)現(xiàn)也較為容易,唯一的不足是可能耗時較長,由于偽碼序列較短,系統(tǒng)對處理時間也不敏感,因此也就不足為慮了.

3.5 偽碼跟蹤的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

偽碼捕獲完成后,本地偽碼序列與輸入偽碼序列相位差仍存在一個碼元的寬度之差,系統(tǒng)轉(zhuǎn)入保持同步狀態(tài)階段,即偽碼跟蹤[12].通過環(huán)路跟蹤不斷細(xì)微調(diào)整兩者相位差,以實(shí)現(xiàn)更高的測距精度.常用的跟蹤環(huán)路是延遲鎖相環(huán)(DLL)跟蹤電路和抖動鎖相環(huán)(TDL)跟蹤電路,兩者均是超前-滯后類型的鎖相環(huán)[13],延遲鎖定跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖6所示.環(huán)路的作用是由收到的信號與本地序列存在一定相位差(超前&滯后)的信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算完成[14].延遲鎖定環(huán)在跟蹤兩個相關(guān)波形時是一種最佳電路[15].本系統(tǒng)選擇了超前-滯后非相干鎖相環(huán)路法作為跟蹤環(huán)路.

本地偽隨機(jī)碼生成器產(chǎn)生三個相位相差Δφ的超前碼(Early Code)、中間碼(Prompt Code)與滯后碼(Late Code)[16].超前碼與滯后碼的相位差是關(guān)于中間碼對稱的,這樣就可以讓超前碼的相關(guān)值取自偽隨機(jī)碼的自相關(guān)函數(shù)的上升沿,而滯后碼的相關(guān)運(yùn)算取到偽隨機(jī)碼自相關(guān)函數(shù)的下降沿[17].接收信號分別與超前碼、滯后碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算,經(jīng)過積分累計(jì),鑒別器得到超前碼與滯后碼的包絡(luò)相減后的偏差,再經(jīng)環(huán)路濾波器反饋到數(shù)字控制振蕩器(NCO),NCO控制碼生成器調(diào)整其時鐘改變超前碼與滯后碼相位,使之積分結(jié)果誤差趨于0.若本地偽碼與接收偽碼對準(zhǔn),則超前與滯后包絡(luò)幅度相等,此時鑒別器不產(chǎn)生誤差信號;若未對準(zhǔn),那么超前與滯后的包絡(luò)幅度不相等,在相關(guān)間隔的限制范圍內(nèi)相差的大小與本地偽碼序列與輸入偽碼序列的碼相位誤差大小成正比[18].

4 無線定位系統(tǒng)的仿真與結(jié)果分析

前面分析了偽碼測距技術(shù)的基本原理、系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)、軟件設(shè)計(jì),本部分將在此基礎(chǔ)上結(jié)合軟硬件系統(tǒng)的調(diào)試,記錄系統(tǒng)測試數(shù)據(jù),并對數(shù)據(jù)與測試結(jié)果進(jìn)行分析.

4.1 系統(tǒng)發(fā)射通路

4.1.1 偽隨機(jī)碼序列

FPGA工作時鐘可達(dá)100 MHz,但是在實(shí)際電路中,數(shù)據(jù)信號因噪聲干擾在較高的工作頻率下傳輸會不穩(wěn)定,所以將系統(tǒng)時鐘頻率設(shè)置為40 MHz,以保證系統(tǒng)信號的穩(wěn)定傳輸.以系統(tǒng)時鐘為基準(zhǔn),利用FPGA內(nèi)部PLL分頻生成8 MHz時鐘作為偽碼的時鐘.最終生成速率為8 Mcps、碼長為63的偽隨機(jī)碼,將程序下載到FPGA中,利用SignalTap抓取偽碼序列的信號,如圖7所示,滿足系統(tǒng)要求.

4.1.2 DAC傳輸

將偽隨機(jī)序列與載波進(jìn)行BPSK調(diào)制[19]后,利用SignalTap抓取載波以及已調(diào)信號的波形.圖8為發(fā)送端BPSK調(diào)制的SignalTap信號圖,從上到下依次為偽碼序列、載波信號、已調(diào)信號.從圖上可以看出在偽隨機(jī)碼相位突變處,已調(diào)信號相位也發(fā)生180°變化,BPSK調(diào)制實(shí)現(xiàn),但是可以發(fā)現(xiàn)已調(diào)信號的相位并非都在0°處變化,而是略有偏移,大致是與生成在載波時相位調(diào)整不合理所致略有偏移.(FPGA產(chǎn)生的載波是一個在連續(xù)時間上的正弦波，在不同的時間點(diǎn)采集的信號相位并不確定，因此已調(diào)信號的初始相位可能不是零相位).

AD9963內(nèi)部的DAC采樣時鐘設(shè)置為80MHz,將已調(diào)信號傳輸給AD9963的DAC的接口,利用SignalTap組件對DAC接口的數(shù)據(jù)進(jìn)行采集,如圖9所示.

4.1.3 射頻發(fā)射信號

基帶信號經(jīng)過AD9963內(nèi)部DAC數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后傳輸給MAX2831上變頻至2.437 GHz左右發(fā)射,通過MAX2831的B1-B6端口可以調(diào)制發(fā)送信號的功率,利用示波器得到的波形如圖10所示,發(fā)射頻率為2.43 GHz,與設(shè)置頻率相同.

4.2 系統(tǒng)接收通路

4.2.1 ADC數(shù)據(jù)采集

接收信號經(jīng)過MAX2831下變頻以及濾波等處理后,將I/Q兩路差分信號傳輸給AD9963內(nèi)部的ADC采集.為了方便系統(tǒng)數(shù)據(jù)的處理,AD9963內(nèi)部ADC的采樣時鐘同樣設(shè)置為80MHz,圖11為ADC信號的SignalTap數(shù)據(jù)采集圖.

4.2.2 接收信號載波同步與解調(diào)

接收的數(shù)據(jù)解調(diào)采用相干解調(diào)法,因此采用了科斯塔斯環(huán).從圖12可以看出本地載波與接收信號相乘后,信號的基帶分量和高頻分量都存在(本地信號與接收信號相乘后存在基帶分量和高頻分量的)，經(jīng)過低通濾波后基帶信號已基本解調(diào)出來,但是同步是數(shù)字信號,因此使用簡單的比較器就可以得到標(biāo)準(zhǔn)的解調(diào)后的偽隨機(jī)序列.

4.3 系統(tǒng)測距結(jié)果測試

接收端載波同步完成后,本地偽隨機(jī)序列與解調(diào)后的接收偽隨機(jī)序列逐位累加相關(guān),得到兩組序列的相關(guān)值,將相關(guān)值送入門限判決,超過門限值即可認(rèn)為偽碼捕獲完成.利用SignalTap組件對系統(tǒng)測距的數(shù)據(jù)進(jìn)行采集,當(dāng)偽碼同步完成后,偽碼捕獲和偽碼跟蹤會記錄本地偽隨機(jī)碼移動的個數(shù),由圖13可知,偽碼捕獲時,移動18個碼片,偽碼跟蹤時,移動6個位置,每個碼片頻率為4 MHz,周期為250 ns,采樣頻率為200 MHz,周期為5 ns,此時,偽碼同步總時間為4530 ns,由式(1)可知,求得測量距離d為

(11)

系統(tǒng)測距的精度由偽隨機(jī)碼碼片寬度與偽碼跟蹤的精度決定,碼片寬度與碼速率成反比關(guān)系,跟蹤精度Δ設(shè)置為1/5(有測距精度要求，因?yàn)榇a元寬度為1/4 M,所以最后設(shè)置成為了1/5)，則測距精度Pc:

(12)

所以理論測距誤差e:

(13)

實(shí)際手動測量主機(jī)和從機(jī)距離為676 m，在精度范圍內(nèi)，變換主機(jī)位置，從機(jī)不變，再次重復(fù)測距步驟記錄下兩次主機(jī)位置、兩次主機(jī)到從機(jī)距離，由主機(jī)所在位置和主機(jī)到從機(jī)的距離，根據(jù)公式(3)和公式(4)可推算出從機(jī)位置。

5 結(jié)束語

本文完成了利用偽碼測距技術(shù)進(jìn)行單點(diǎn)靜態(tài)無線定位的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn),對偽碼測距原理做了重點(diǎn)研究.其中主要參考了軟件無線電的設(shè)計(jì)思想,設(shè)計(jì)了基于偽碼測距技術(shù)的無線定位系統(tǒng)硬件平臺的方案.無線定位系統(tǒng)硬件根據(jù)功能劃分模塊,設(shè)計(jì)每個模塊并實(shí)現(xiàn),而且對系統(tǒng)硬件電路各個模塊進(jìn)行了調(diào)試,完成了系統(tǒng)的整體功能,實(shí)測時測距精度達(dá)到要求,誤差大約為1.1%,定位功能較好.但本文系統(tǒng)采用的是單一的偽隨機(jī)碼,系統(tǒng)對應(yīng)的只有一個從機(jī),下一步可以采用碼分多址技術(shù),用相同的碼片速率和不同載頻的偽隨機(jī)碼,實(shí)現(xiàn)主機(jī)與多個從機(jī)的通信與測控,提高定位精度要求.