謝亞偉 居水榮 孟亞華 王珍 李歡

摘 要：采用每級為1.5位精度的7級流水線結構也即7級子ADC設計了一個8位80MS/s的低功耗模數(shù)轉換電路。重點考慮了該ADC中的采樣保持電路和每一級子ADC中的動態(tài)比較器的結構設計，以提升整個ADC的性能、降低整個ADC的芯片面積和功耗。采用0.18μm CMOS工藝完成加工后，測得該ADC在輸入信號為36.25MHz，采樣速率為80MHz下的信噪比（SNR）為49.6dB，有效位數(shù)（ENOB）為7.98位，典型的功耗電流只有18mA，整個ADC的芯片面積為0.5mm2。

關鍵詞：流水線型ADC；采樣保持電路；動態(tài)比較器；數(shù)字校準和輸出寄存；低功耗；信噪比

中圖分類號：TN79+2 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2018）28-0036-04

Abstract： A low-power Analog-to-Digital Converter （ADC） with 8-bit 80MS/s is designed using a 7-stage pipeline structure with 1.5bit precision in each stage， i.e.， 7-stage sub ADC. In order to improve the performance of the whole ADC and reduce the chip area and power consumption of the whole ADC， the sample-and-hold circuit of the ADC and the structure design of the dynamic comparator in each stage of the ADC are mainly considered. The ADC is fabricated by 0.18 μm CMOS process， and the signal-to-noise ratio （SNR） of the ADC is 36.25 MHz； when the sampling rate is 80MHz， the signal-to-noise ratio （SNR） is 49.6 dB， the effective number of bits （ENOB） is 7.98 bits， the typical power consumption current is only 18 mA， and the chip area of the whole ADC is 0.5 mm2.

Keywords： pipelined ADCC； sample-and-hold circuit； dynamic comparator； digital calibration and output register； low power consumption； signal-to-noise ratio

1 概述

在圖像視頻處理和無線通訊等應用領域中，流水線型構架的高速低功耗模擬數(shù)字轉換器（ADC：Analog to Digital Converter）被廣泛應用， 如何進一步降低這類ADC的功耗、提高其性噪比和精度、縮小其芯片面積等是目前針對這類ADC的主要方向[1～2]。

本文介紹了一種基于0.18μm工藝的8位、采樣速率為80MHz的流水線型ADC設計中的關鍵技術。首先采用一種基于CMOS互補開關及僅使用一個電容的柵壓自舉開關的全差分過底極板采樣保持電路，減小了開關的導通電阻和信號的非線性失真，并且有效地抑制了電荷注入效應時鐘饋通及偶次諧波失真，整體功耗和面積都較小。其次選擇優(yōu)化的電路結構設計每一級子ADC中的動態(tài)比較電路，降低整個ADC的功耗和芯片面積；最后設計精簡且高效的數(shù)字校準和輸出寄存模塊用來消除流水線型ADC實現(xiàn)過程中各種因素對整個ADC性能指標的影響，提高ADC的精度和信噪比，降低ADC的功耗和面積，使得該ADC特別適合作為IP被應用在系統(tǒng)級芯片中，進而可以廣泛應用于儀器儀表、超聲系統(tǒng)、高分辨率圖像處理和高清晰度電視等場合。

2 8位Pipelined-ADC整體設計思想及其關鍵設計技術

圖1是本文8位高速低功耗流水線型ADC的結構框圖。

作者針對流水線型ADC已經(jīng)開放過第一代產(chǎn)品，與上一代ADC產(chǎn)品相比，圖1所示的ADC作了幾個方面的優(yōu)化設計，出發(fā)點是基于高速低功耗流水線性ADC設計中的以下幾項關鍵技術：

首先，采樣保持電路是流水線型ADC的第一級，其性能直接制約了ADC整體性能的提高。在作者所研發(fā)的上一代產(chǎn)品中，省略了圖1中的專用采樣保持電路，只是利用每一級子ADC中的鐘控開關和電路來實現(xiàn)采樣保持功能；這樣做看起來是省略了一些電路結構，但實際上增加了整體設計的難度；另外關于采樣電容沒有進行精確的設計，也沒有專門采用柵壓自舉開關。從實際測試結果看，盡管某些時刻信噪比和ENOB較高，但很不穩(wěn)定，功耗指標也一般。

其次，以上每一級子ADC中的快閃ADC用來對前一級處理輸出的模擬信號通過其中的比較器量化成數(shù)字位，該比較器的設計將直接影響整個ADC的性能，包括功耗和芯片面積等。在上一代產(chǎn)品中采用了電容比例比較器，這種比較器包含鎖存器和一些耦合電容，通過調整電容間的比例來調節(jié)比較器的閾值電壓，其缺點是面積較大，功耗也相對較大，另外電容的匹配對比較器的性能也會有影響。

因此本文將圍繞以上兩點關鍵技術對上一代ADC產(chǎn)品進行優(yōu)化設計，以提升該ADC各項性能。

3 采樣保持電路的設計

采樣保持電路是流水線型ADC的第一級，直接對輸入模擬信號進行采樣，因而性能良好的采樣保持電路直接決定了整個流水線型ADC的精度。采樣保持電路在等時間間隔對模擬信號進行采樣，并將采樣得到信號保持供后級電路量化，從而實現(xiàn)流水線處理輸入信號的模式。下面具體介紹本文中增加的專用采樣保持電路的設計。

3.1 采樣保持電路整體結構

本文所采用的電容翻轉采樣保持電路結構如圖2所示。

圖2中輸入信號經(jīng)過自舉電路后通過采樣電容CS到運放兩端；Clk1和Clk2為兩相不交疊時鐘。當Clk1為高電平時，電路工作在采樣相，輸入信號與采樣電容底極板相連，采樣電容跟隨輸入信號；當Clk2為高電平時，電路工作在保持相，電容翻轉使得底極板直接與輸出端相連，由于電荷守恒且電容值保持不變，因此輸出電壓保持為采樣完成時的輸入電壓值。

公式（1）中CP為頂級板及運放輸入端的寄生電容。由于CP較小，因而其反饋系數(shù)β較大。由于運算放大器閉環(huán)速度與反饋系數(shù)及單位增益帶寬成正比，反饋系數(shù)越大，速度越快，因而可以反推得到在固定采樣頻率即速度一定的情況下，較大的反饋系數(shù)可以降低系統(tǒng)對運算放大器單位增益帶寬的要求。單位增益帶寬與功耗成正比，因而較大的反饋系數(shù)又可以極大的減少功耗。另外，采樣保持電路等效輸入噪聲與反饋系數(shù)成反比，因而圖2所示的電容翻轉型采樣保持電路可具有更低的噪聲，便于提高整個電路的精度。

3.2 采樣電容的設計

3.3 自舉電路的設計

公式（5）中Vg為電源電壓，Vthn為MOS管閾值電壓，其導通電阻與輸入電壓Vin相關，采樣電容將不能線性跟蹤輸入信號，因而將引起諧波失真。柵壓自舉采樣開關原理為：通過選擇合適電路結構使式中Vg-Vin在采樣相恒保持不變，則其導通電阻可以與輸入信號無關，從而減少了采樣保持電路的非線性失真。

柵壓自舉采樣開關結構如圖3所示。

跟其他同類自舉電路相比，本文中的自舉電路只使用一個電容就可以實現(xiàn)柵壓自舉開關功能。當clk為高電平時，該柵壓自舉開關充分利用節(jié)點d的低電平使得M3導通，電源電壓VDD沒有任何損耗地加在C1上極板，下級板跟隨地。節(jié)點a在采樣階段超過VDD，為了保證M3襯底始終反偏，應該接在最高電平上，方法是通過M1、M2兩個管子實現(xiàn)。在保持階段clk為低電平，M1打開，M3的襯底通過M1接到VDD，而采樣階段clk為高電平，M2打開使得M3襯底與節(jié)點a相連，如此保證了M3襯底始終反偏。

采用以上精簡的自舉電路對改善整個ADC的功耗和芯片面積指標有明顯的作用。

4 每一級子ADC中動態(tài)比較器的設計

本文流水線型ADC的每一級子ADC中快閃ADC的功能是將前一級處理輸出的模擬信號量化成數(shù)字位，實現(xiàn)這部分功能的是其中的動態(tài)比較器，因此動態(tài)比較器是每一級子ADC設計中最關鍵的部分。

比較器功耗的降低對整個ADC系統(tǒng)的低功耗設計有重要意義，因此本文采用結構簡單的動態(tài)比較器來實現(xiàn)芯片面積減小和功耗優(yōu)化。

圖4所示的動態(tài)比較器的基本結構包含以下幾部分：M5、M6、M7、M8為首尾相連的反相器，構成交叉耦合的鎖存器結構；M9、M10、M11、M12為復位管子，reset為復位信號，在復位階reset=0，M5、M6的源和漏通過導通的M9、M10、M11、M12都被拉到VDD；M0為尾電流源選通管子，用來降低比較器的靜態(tài)功耗；M1、M2接輸入信號Vin+、Vin-，M3、M4接參考電壓Vref-、Vref+。

以上動態(tài)比較器的工作過程如下。

（1）復位階段reset為0，管子M9＼M10和M11＼M12閉合，M5＼M6的源和漏都被拉到VDD，輸出即M5和M6的漏端電壓都為1，此時，M13＼M14關斷，比較器的靜態(tài)功耗為零。

（2）比較階段reset為1，M9＼M10＼M11＼M12關斷，M5＼M6＼M7＼M8構成交叉耦合的鎖存器結構，尾電流源M0導通，M1＼M2接輸入信號，M3＼M4接參考電壓，此時比較器處于比較狀態(tài)。

由公式（7）可知，調整M1～M4管子寬長比可以改變閾值電壓值。在比較階段最初，M5＼M6的源端電壓和漏端電壓都為VDD，它們的柵極接VDD，都導通，M5＼M6的漏電流對它們漏端進行放電，而M5漏電流為M1＼M3的漏電流之和，M6漏電流為M2＼M4的漏電流之和，輸入電壓以及參考電壓決定M1＼M2＼M3＼M4各自的電流。假如M5＼M6漏電流不同，則M5＼M6的漏端放電速度也不同，由于鎖存器M5＼M6＼M7＼M8的增強作用，最終導致放電速度快的管子漏端電壓為0，而放電速度慢的管子漏端電壓為1。

對圖4所示的動態(tài)比較器進行功能仿真，結果如圖5所示。

5 ADC設計和實測結果

5.1 整體仿真結果及版圖

以上ADC基于0.18μm工藝平臺設計。對整個Pipeline ADC進行整體的瞬態(tài)仿真，仿真條件：電源AVDD=1.8V，采樣頻率Fs=80MHz，采樣點數(shù)N=64，共模電壓Vcm=900mV，正參考電壓Vrefp=1.275V，負參考電壓Vrefn=0.525V。輸入信號頻率Fin=36.25Mhz，振幅A=1.5V。在完成瞬態(tài)仿真后，再將理想DAC輸出進行快速傅里葉變換，結果如圖6所示。通過MATLAB軟件處理數(shù)據(jù)計算得到，在輸入信號頻率為Fs=36.25Mhz時，信噪比SNR為49.9dB，有效位數(shù)ENOB接近8bits。

5.2 實際測試結果

以上ADC經(jīng)過加工后實際測試的結果為：功耗電流18mA；在80MHz采樣率，36.25MHz輸入信號下，信噪比SNR可達到49.6dB，有效位數(shù)也可以穩(wěn)定在7.98bits左右。這些指標的測試過程和結果都非常穩(wěn)定。

6 結束語

本文介紹了一種8位、基于0.18μm工藝平臺、采樣率為80MHz的高速流水線性ADC的優(yōu)化設計。在優(yōu)化設計過程中，通過設計新穎的采樣保持電路、合理選擇電容和采用柵壓自舉開關，并選擇合適的動態(tài)比較器電路結構，使得該ADC具有較小的功耗和芯片面積，從而使得本文中的ADC更加適合作為SOC中的IP使用。

參考文獻：

[1]顏哲.14位流水線ADC中的關鍵電路設計[D].合肥：合肥工業(yè)大學，2010.

[2]栗成智.12/14bit高速流水線型A/D轉換器的研究[D].杭州：浙江大學，2010.

[3]Piatak， Ivan， Morozov， Dmitry， Hauer， Johann. An inverter-based 6-bit pipelined ADC with low power consumption[C]. In： 2013 IEEE EUROCON. Zagreb， Croatia： IEEE Press， 2013： 1951-1954.

[4]Qin Li， Li Cai， Gang Wu. Digitlal-analog and analog-digital converters based on single-electron and MOS transistors[C]. IEEE Control and Automation， Xiamen， China， 2010：1562-1566.