于會群，林豪洋，沈 昱

（上海發(fā)電過程智能管控工程技術(shù)研究中心（上海電力學(xué)院），上海 200090）

0 引言

由于近些年碳排量不斷增加，造成環(huán)境問題不斷惡化，電動汽車憑借綠色、環(huán)保、節(jié)能等優(yōu)點在世界范圍內(nèi)掀起了一股新能源汽車的熱潮[1-5]。但是，電動汽車充電樁內(nèi)部為電力電子結(jié)構(gòu)，是一種非線性負(fù)載，當(dāng)其接入電網(wǎng)工作時會影響電網(wǎng)的電能質(zhì)量，進(jìn)而對電網(wǎng)的安全運(yùn)行造成極大影響[6-7]。比如，充電樁工作時由于大功率開關(guān)管的高頻率通斷會產(chǎn)生大量諧波電流與高頻噪聲[8]，也會對電力系統(tǒng)的電磁環(huán)境造成嚴(yán)重影響[9]。

目前，針對電動汽車充電樁諧波抑制方法的研究主要從主動治理與被動治理兩方面入手。主動治理的原理是通過改進(jìn)整流電路直接減少諧波含量，而被動治理的原理是通過在線路中加裝無源濾波器或有源濾波器對諧波進(jìn)行補(bǔ)償。文獻(xiàn)[10]采用一種新型的交流充電樁，將采用新型復(fù)合控制的有源濾波器加入交流充電樁中，用以抑制車載充電樁所產(chǎn)生的諧波污染，效果顯著，同時保證了電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性。文獻(xiàn)[11]通過搭建充電樁仿真模型分析比較十二脈不可控整流、APF（有源濾波器）補(bǔ)償以及PWM（脈沖寬度調(diào)制）整流3種諧波抑制方法，最后分析得出十二脈不可控整流在一定程度上可以減少諧波含量，APF補(bǔ)償裝置需要降低成本與提高容量才能滿足未來充電站的諧波抑制需求，而PWM整流方式因成本高昂可當(dāng)作充電樁諧波抑制的最終方向。APF與PWM整流雖然諧波抑制效果明顯，但有源濾波器控制復(fù)雜，不適合在高壓、大功率場景下使用，并且控制效果會受諧波檢測技術(shù)影響。

目前，在商場、小區(qū)、學(xué)校等停車場中出現(xiàn)了越來越多的電動汽車充電樁，其中就包括能夠進(jìn)行大功率直流充電的三相直流充電樁。由于APF成本高、容量有限，同時考慮到無源濾波器在單相系統(tǒng)中的高成熟度，以及在成本與補(bǔ)償容量上的明顯優(yōu)勢，因此，考慮將無源濾波器應(yīng)用于三相電路。但是傳統(tǒng)的無源濾波器諧波抑制效果有限，需要對其進(jìn)行改進(jìn)，增強(qiáng)諧波抑制效果。文獻(xiàn)[12]將基波諧振電路與傳統(tǒng)無源濾波器相結(jié)合，迫使諧波分量流入無源濾波器一側(cè)，與原有的無源濾波方法相比，其諧波抑制效果較好。文獻(xiàn)[13]將基波磁通補(bǔ)償原理與基波諧振原理相結(jié)合并應(yīng)用于裝有傳統(tǒng)無源濾波器的線路之中，通過分析多臺充電樁同時工作時諧波治理效果，得出改進(jìn)型無源濾波器具有良好的諧波抑制效果。雖然采用此種方法時諧波抑制效果明顯，但是功率因數(shù)非常小，需要進(jìn)一步研究與改進(jìn)。

本文首先分析了三相不可控整流充電樁的結(jié)構(gòu)特點，在現(xiàn)有無源濾波控制策略研究基礎(chǔ)上，提出一種基波磁通補(bǔ)償、基波單調(diào)諧電路與傳統(tǒng)無源濾波器相結(jié)合的改進(jìn)型濾波策略，在一次繞組側(cè)使用兩個線圈繞組，取代傳統(tǒng)的單線圈繞組，在二次側(cè)采用基波單調(diào)諧電路。在理論分析改進(jìn)后的無源濾波新方法的同時，搭建充電樁仿真模型，并對比分析了不同濾波策略下電動汽車充電樁的諧波抑制效果，根據(jù)仿真結(jié)果可以看出所提出的諧波抑制方法合理高效，既確保了電網(wǎng)參數(shù)的正弦特性，又保證了高功率因數(shù)。

1 電動汽車充電樁結(jié)構(gòu)模型

目前電動汽車充電樁主要是由整流器與DC/DC（直流/直流）功率變換器組成。三相電流經(jīng)整流器整流以及濾波電路后，形成初步穩(wěn)定的直流電壓，再經(jīng)過DC/DC變換器以及輸出濾波電路輸出所需直流為電動汽車蓄電池充電[14]。其中三相不可控整流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 三相不可控整流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

為了提高仿真效率，在研究諧波抑制方法時將高頻DC/DC變換器進(jìn)行等效[15]，等效電路如圖2所示。等效原理為：由于電網(wǎng)中交流電頻率為50 Hz，即工頻周期為0.02 s，相對于電動汽車蓄電池的充電時間（一般為幾個小時）來說是很短的，可以認(rèn)為在幾個工頻周期之內(nèi)輸出電壓與輸出電流為恒定值，即功率變換器恒功率運(yùn)行，所以在工頻周期內(nèi)可以使用非線性電阻來等效功率變換器的輸出阻抗。等效電阻Rc的大小為：

式中：η為充電效率，大小在90%以上；UB為DC/DC功率變換器輸入側(cè)兩端電壓；P1為高頻變換器的輸入功率；Po為其輸出功率。

圖2 三相不可控整流充電樁等效模型

等效電阻Rc會隨著充電時間的增加而變化，一般變化規(guī)律如圖3所示。

2 改進(jìn)型諧波抑制方法

2.1 無源濾波器

圖3 等效電阻變化曲線

無源濾波器在諧波治理與無功補(bǔ)償方面應(yīng)用廣泛，是目前最為成熟的一種諧波抑制技術(shù)，其電路具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、運(yùn)行穩(wěn)定等特點。主要原理是通過將電阻、電感與電容串并聯(lián)構(gòu)成諧振電路，使得對特定頻率的諧波具有很小的阻抗，就能夠?qū)⑦@些諧波濾除。主要分為單調(diào)諧濾波器、雙調(diào)諧濾波器與高通濾波器3種。在實際中應(yīng)用較多的是雙調(diào)諧濾波器，這是因為它可以同時吸收2個不同階次的諧波，并且含有并聯(lián)諧振電路，所需容量小，經(jīng)濟(jì)性高。根據(jù)三相不可控整流充電樁的諧波特性，其無源濾波器由5次、7次雙調(diào)諧濾波器與11次、13次雙調(diào)諧濾波器組成。

2.2 基波單調(diào)諧電路

基波單調(diào)諧電路實質(zhì)上就是通過電容與電感串并聯(lián)構(gòu)成諧振電路，不同的諧振電路諧振點頻率不同，其中應(yīng)用較多且較為簡單的是LC諧振電路，如圖4所示。在LC諧振電路中，只有一個諧振點且僅與電路參數(shù)L和C有關(guān)。LC諧振電路阻抗與頻率的關(guān)系如圖5所示，從圖中可以看出，在諧振點ω0諧振電路阻抗最小。所以，可以通過調(diào)節(jié)L和C參數(shù)使得諧振點工作在電網(wǎng)工頻頻率50 Hz上，這就能夠使諧振電路對于50 Hz頻率的電流呈現(xiàn)低阻抗，而對于其他階次的電流呈現(xiàn)高阻抗。

圖4 LC諧振電路

圖5 LC諧振阻抗變化曲線

2.3 改進(jìn)型基波磁通補(bǔ)償電路

基波磁通補(bǔ)償原理是將一個線圈繞組串聯(lián)于主電路之中（電源和諧波源之間），同時通過鐵心將第二個線圈繞組與第一個線圈繞組連接起來構(gòu)成磁路，在二次繞組側(cè)注入不含諧波的基波電流，如圖6所示。

圖6 串聯(lián)線圈電路

一次側(cè)繞組與二次側(cè)繞組匝數(shù)分別為T1和T2，即變比為k=T1/T2。根據(jù)圖6，可以列出電壓方程如下：

式中：r1為一次繞組電阻；L11為一次繞組自感；M為一、二次繞組之間的互感；r2為二次繞組電阻；L22為二次繞組自感。

可進(jìn)一步將公式變化成：

式中：L11-kM=Lleak1為一次繞組漏感Lleak2為二次繞組漏感。

成立時，其一次繞組基波阻抗只含有漏感阻抗，可以表示為：

對于n次諧波來說，由于二次繞組側(cè)僅僅注入基波電流，即I2中不含有任何階次的諧波，也為=0。 因此， 有公式：

也就是說，從一次繞組側(cè)看，其等效阻抗為：

其中絕大部分為勵磁阻抗。

因此只要在二次繞組側(cè)注入基波電流使得式（4）成立，就會使得基波主磁通為零，這時從一次繞組側(cè)看，一次繞組對基波的阻抗會變得很低， 而對各次諧波來說， 就會呈現(xiàn)高阻抗由于漏阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于勵磁阻抗，所以在主電路中，基波電流面對的是低阻抗，而諧波電流面對的是高阻抗，也就是說基波磁通補(bǔ)償原理是提高了線路對于諧波電流的阻抗迫使其流入無源濾波器。

而為了使其濾波效果更為顯著，在原先的基礎(chǔ)之上提出了改進(jìn)，將原先一次側(cè)繞組的數(shù)量從1個變?yōu)?個，并將其串聯(lián)，二次繞組側(cè)保持不變，一次繞組總匝數(shù)與二次繞組側(cè)匝數(shù)比值k保持不變，如圖7所示。

圖7 改進(jìn)后串聯(lián)線圈電路

則可以列出以下方程：

式中：r1為改進(jìn)后一次側(cè)總電阻；為改進(jìn)后一次側(cè)1號繞組自感；為改進(jìn)后2號繞組的自感；M12為一次側(cè)繞組之間的互感；M13，M23分別為二次繞組對一次繞組的互感，為方便討論可近似認(rèn)為M13+M23≈M。

進(jìn)一步可變化為：

對比公式（7）與公式（10），由于一次側(cè)兩串聯(lián)繞組之間存在互感現(xiàn)象，使得諧波阻抗相較于改進(jìn)之前增加了，即在原有基礎(chǔ)上一次繞組側(cè)抑制諧波的能力增強(qiáng)了。

在設(shè)計基波磁通補(bǔ)償電路時，需要選擇合適的電感磁芯，目前在選擇磁芯時使用較多的是AP法，其計算公式為：

式中：Ae為所需磁芯面積；Aw為所需磁芯窗口面積；Lm為勵磁電感；imax為最大工作電流；I1為一次側(cè)電流；Bm為最大磁通密度；k0為窗口面積利用率；J為電流密度值。

在進(jìn)行設(shè)計時，磁芯的大小與線圈匝數(shù)會直接影響影響裝置體積的大小。在保持磁通密度一定的情況下，增加磁芯截面積，會使得磁通增加，這也將使得線圈匝數(shù)減少，反之就會得相反的結(jié)果。所以在應(yīng)用中需要結(jié)合實際應(yīng)用環(huán)境進(jìn)行選擇，從而計算出合適的裝置體積。

同時在改進(jìn)之后，一次繞組側(cè)的總電感由于互感的存在相較之前增加了。因為在電力系統(tǒng)中，無功功率可以分為感性無功與容性無功，當(dāng)線路中多為感性無功時，電流波形會滯后電壓波形一定相位；而當(dāng)線路中多為容性無功時，電流波形會超前電壓波形一定相位。當(dāng)一次繞組側(cè)總感增大時，線路中的感性無功會增多。與此相對的是，在無源濾波器中起主要作用的是電容器件，也就是說其所提供的為容性無功。那么對比改進(jìn)之前的電路，改進(jìn)后的無源濾波器所能提供的無功功率容量得到了提高（在滿足高功率因數(shù)條件下），增加無源濾波器的容量就可以進(jìn)一步提高諧波抑制效果。

3 仿真驗證

3.1 選取仿真參數(shù)

根據(jù)基波單調(diào)諧原理，在二次繞組側(cè)串聯(lián)一個LC諧振電路，由于電容C的容量會影響裝置的經(jīng)濟(jì)性，所以電容C的取值不宜過大。因此，基波單調(diào)諧電路參數(shù)取值為L=0.2 H，C=51 μF。考慮基波磁通補(bǔ)償電路，將一次繞組串聯(lián)在主電路之中，而在二次繞組側(cè)線路之中串聯(lián)一個基波單調(diào)諧電路，設(shè)置一次繞組與二次繞組線圈匝數(shù)比k=1。

整個仿真電路由10 kV三相電源供電，經(jīng)10/0.38 kV變壓器降壓，給電動汽車充電樁供電。而整個諧波抑制裝置，包括無源濾波器以及基波磁通補(bǔ)償電路，都裝設(shè)在高壓側(cè)，即10 kV一側(cè)，整個電路的結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 電動汽車充電電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3.2 三相不可控整流充電樁諧波抑制分析

根據(jù)三相不可控整流充電樁所產(chǎn)生的諧波特性，配備的無源濾波器為一組5次、7次雙調(diào)諧濾波器以及11次、13次雙調(diào)諧濾波器。在實際應(yīng)用中，無源濾波器容量越大，對諧波的補(bǔ)償效果就越好，但是容量過大時會產(chǎn)生過補(bǔ)償問題，所以在使用時要控制好無源濾波器的補(bǔ)償容量。由于改進(jìn)后電路參數(shù)發(fā)生變化，在不發(fā)生過補(bǔ)償?shù)那疤嵯?，可進(jìn)一步增加無源濾波器的可調(diào)節(jié)裕度。通過選擇合適的無源濾波器參數(shù)，可以使得改進(jìn)后的基波磁通補(bǔ)償電路發(fā)揮出更好的諧波抑制效果。改進(jìn)前、后無源濾波器的參數(shù)如表1、表2所示。

表1 改進(jìn)前三相不可控整流無源濾波器參數(shù)

在確定仿真參數(shù)之后，為驗證本文所提出的基于基波磁通補(bǔ)償?shù)母倪M(jìn)型諧波抑制方法的有效性，對單臺電動汽車充電樁進(jìn)行諧波抑制仿真。利用FFT（快速傅氏變換）諧波分析工具對比分析無濾波策略、傳統(tǒng)基波磁通補(bǔ)償策略以及改進(jìn)后基波磁通補(bǔ)償策略下的電流波形、諧波含量與功率因數(shù)，電流波形如圖9所示，電流諧波含量與功率因數(shù)如表3所示。

表2 改進(jìn)后三相不可控整流無源濾波器參數(shù)

圖9 3種情況下三相不可控整流電流波形

表3 3種情況下三相不可控整流電流畸變率及功率因數(shù)

由仿真結(jié)果可看出，在不采用任何諧波抑制方法時，電流波形失真嚴(yán)重，諧波含量為36.05%；將傳統(tǒng)基波磁通補(bǔ)償電路與無源濾波器相結(jié)合之后，可以看到電流波形明顯正弦化，且諧波含量降為3.75%；采用本文提出的改進(jìn)型基波磁通補(bǔ)償策略抑制諧波時，波形正弦化更加明顯，更為重要的是諧波含量只有0.48%，效果十分明顯，同時保證了高功率因數(shù)。

4 結(jié)語

由于電動汽車具有節(jié)能、環(huán)保等優(yōu)點，人們逐漸關(guān)注并使用電動汽車。但是電動汽車充電樁工作時會對電力系統(tǒng)產(chǎn)生諧波污染，因此需要對其進(jìn)行諧波抑制。本文對傳統(tǒng)的基波磁通補(bǔ)償電路進(jìn)行改進(jìn)，在一次繞組側(cè)采用兩個線圈繞組，取代傳統(tǒng)的單線圈繞組，在二次側(cè)采用基波單調(diào)諧電路，并且考慮三相不可控整流充電樁的諧波特點，通過與無源濾波器相結(jié)合進(jìn)行諧波抑制。通過搭建三相不可控整流充電樁模型，并且進(jìn)行理論分析與仿真實驗，可以得出本文所提出的濾波策略相比原有的濾波策略濾除電網(wǎng)中的電流諧波效果更加明顯，同時保證了高功率因數(shù)。此種改進(jìn)方法原理簡單，所需器件較少，可以在原有電網(wǎng)線路的基礎(chǔ)上使用，并且能夠為將來電動汽車充電站的諧波抑制提供理論參考。