汪少波，林福江

(中國(guó)科學(xué)技術(shù)大學(xué) 信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院，安徽 合肥 230026)

0 引言

當(dāng)今社會(huì)，隨著信息量的驟增，對(duì)數(shù)據(jù)傳輸速度的要求越來越高。而在高速傳輸系統(tǒng)中，高速信號(hào)的發(fā)送和接收電路起著至關(guān)重要的作用。而多種與頻率相關(guān)的非理想特性，嚴(yán)重限制了系統(tǒng)頻率[1]。由于四階脈沖幅度調(diào)制(Four-level Pulse Amplitude Modulation,PAM4) 每一個(gè)碼元可以攜帶2倍于不歸零碼調(diào)制(Non Return to Zero,NRZ)的信息量，因此PAM4調(diào)制方式越來越受到青睞。

目前，PAM4發(fā)射器的理論研究已經(jīng)取得很多成果，高速與低功耗發(fā)射器均有優(yōu)秀設(shè)計(jì)[2]。然而其在市場(chǎng)上仍然不能夠完全替代NRZ調(diào)制器。主要原因在于以下兩點(diǎn)：一是目前的設(shè)計(jì)輸出擺幅較小，4個(gè)符號(hào)電平降低了符號(hào)電位差值，增加了判決難度。更大輸出擺幅的PAM4發(fā)射器迫切地被需求，以此來獲得更大的輸出眼高，減小誤碼率。二是傳統(tǒng)的開關(guān)邏輯存在交叉切換，導(dǎo)致輸出存在暫態(tài)誤碼，進(jìn)一步惡化輸出眼圖。本文針對(duì)這兩大缺陷，設(shè)計(jì)了一款超大輸出擺幅的PAM4發(fā)射器，并且將傳統(tǒng)的兩條支路抽取電流方案改為三支路抽取，從而改變了開關(guān)邏輯，消除了開關(guān)交叉切換帶來的暫態(tài)誤碼。

1 設(shè)計(jì)方案

1.1 整體架構(gòu)設(shè)計(jì)

本文所設(shè)計(jì)的超大輸出擺幅5 Gb/s PAM4發(fā)射器整體架構(gòu)如圖1所示。其結(jié)構(gòu)按照信號(hào)流向主要包括以下4個(gè)部分：譯碼器、單端轉(zhuǎn)差分電路、緩沖器和驅(qū)動(dòng)電路。兩路數(shù)據(jù)信號(hào)D0、D1首先經(jīng)譯碼器譯碼產(chǎn)生3路開關(guān)控制信號(hào)，再由單端轉(zhuǎn)差分電路分別生成3組互補(bǔ)開關(guān)控制信號(hào)，再使用一個(gè)緩沖器增加3對(duì)控制信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力，最終控制主驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生四階脈沖幅度調(diào)制。

圖1 總體結(jié)構(gòu)框圖

1.2 譯碼器

譯碼器輸入為2 bit的并行信號(hào)，譯碼輸出為3路開關(guān)信號(hào)。以2 bit信號(hào)的4種狀態(tài)為輸入，經(jīng)譯碼控制3條電流支路的通斷，控制輸出的4個(gè)電平值。其邏輯結(jié)構(gòu)由電路真值表決定，如表1所示。

表1 支路開關(guān)信號(hào)真值表

根據(jù)上述真值表，當(dāng)D1和D0同時(shí)為低電平時(shí)，輸出電壓為最低值1 V，流過電光調(diào)制器的電流為最小值20 mA，此時(shí)3條支路電流全部為零，3組開關(guān)全部為低電平。每導(dǎo)通一條支路，輸出電流增加30 mA，輸出電壓增加1.5 V。另外兩種狀態(tài)依次類推。根據(jù)上述真值表，得到譯碼電路可設(shè)計(jì)為：

S3=D1+D0

(1)

S2=D1

(2)

S1=D1D0

(3)

本設(shè)計(jì)工作頻率為2.5 GHz，上述邏輯門電路采用靜態(tài)CMOS門電路即可滿足速度要求。

1.3 單端轉(zhuǎn)差分電路

差分電路具有更好的抗干擾能力，并且差分開關(guān)能夠避免電流源支路完全關(guān)斷而導(dǎo)致的電流重新建立。所以驅(qū)動(dòng)電路采用差分結(jié)構(gòu)既能獲得更高的精度，又能大幅度提升驅(qū)動(dòng)電路切換速度。由譯碼器產(chǎn)生的3路開關(guān)信號(hào)需要轉(zhuǎn)變成3組差分信號(hào)，所以電路設(shè)計(jì)中必須包含單端轉(zhuǎn)差分電路。

然而，傳統(tǒng)的單端轉(zhuǎn)差分電路必須包含一個(gè)運(yùn)算放大器，如圖2所示。在本設(shè)計(jì)中，系統(tǒng)工作頻率高達(dá)2.5 GHz，要求在這個(gè)頻率下運(yùn)放增益足夠大，仍可被視為理想運(yùn)放，則運(yùn)放增益帶寬積需大于100 GHz。設(shè)計(jì)該運(yùn)放將消耗極大功率，并且設(shè)計(jì)難度也非常高。本文提出一種專用于互補(bǔ)開關(guān)信號(hào)產(chǎn)生電路，能夠避免使用運(yùn)算放大器。電路由非交疊時(shí)鐘、鎖存器和緩沖器組合而成，電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。非交疊時(shí)鐘可將單端輸入信號(hào)變換輸出為一對(duì)相位差接近180°、占空比接近相等的輸出信號(hào)。由非交疊時(shí)鐘輸出的互補(bǔ)信號(hào)相位差偏離180°過多，并且3路開關(guān)信號(hào)存在鏈路延時(shí)差異，會(huì)加長(zhǎng)輸出狀態(tài)切換時(shí)間，所以設(shè)計(jì)鎖存電路對(duì)3對(duì)開關(guān)信號(hào)進(jìn)行同步，并進(jìn)一步減小非交疊時(shí)鐘輸出信號(hào)的相位差。

圖2 傳統(tǒng)單端轉(zhuǎn)差分電路

圖3 專用單端轉(zhuǎn)差分電路

鎖存電路在CLK為低電平時(shí)，處于保持狀態(tài)，驅(qū)動(dòng)電路的控制信號(hào)不會(huì)變化；在CLK為高電平時(shí)開關(guān)信號(hào)的變化才能經(jīng)鎖存器傳遞到驅(qū)動(dòng)電路。所以可以通過CLK信號(hào)對(duì)3對(duì)開關(guān)信號(hào)進(jìn)行同步。最后再利用緩沖器充放電回路不同，分別設(shè)計(jì)PMOS管和NMOS管尺寸，以此控制每一對(duì)開關(guān)信號(hào)交越電平，即可最大限度地減小開關(guān)切換時(shí)間，提升驅(qū)動(dòng)電路速度。

1.4 驅(qū)動(dòng)電路

驅(qū)動(dòng)電路電路圖如圖4所示。在2.5 GHz的高頻情況下，要求電路輸出擺幅達(dá)到超高的4.5 V。大的輸出電壓擺幅要求大的調(diào)制電流，而大的調(diào)制電流需要尺寸很大的MOS管，但是大的MOS管尺寸會(huì)降低電路速度[3]。本設(shè)計(jì)中速度與超大擺幅之間的矛盾是設(shè)計(jì)過程中的重要難點(diǎn)。本文采用了以下三種方法提升系統(tǒng)速度[4]：

(1)增加并聯(lián)電感以銳化方波邊緣，提升狀態(tài)轉(zhuǎn)換速度。有無并聯(lián)電感結(jié)構(gòu)分別如圖5(a)和圖5(b)所示。

圖4 驅(qū)動(dòng)電路原理圖

圖5 有無并聯(lián)電感電路原理圖

如圖5(b)所示，無電感峰化時(shí)傳遞函數(shù)為：

(4)

有電感峰化時(shí)的傳遞函數(shù)為：

(5)

令：

(6)

則可得到：

(7)

由式(7)可知，改變k值可以獲得不同的帶寬擴(kuò)展。

(2)驅(qū)動(dòng)電路采用低壓共源共柵電流鏡偏置，如圖4所示。由于輸出端最低電壓僅為1 V，采用傳統(tǒng)的層疊式共源共柵(cascode)電流鏡會(huì)導(dǎo)致MOS管過驅(qū)動(dòng)電壓很低，需要很大尺寸才能產(chǎn)生所需調(diào)制電流。而過大的尺寸會(huì)增大輸出端與電流源支路之間的耦合效應(yīng)，使得MOS管柵極會(huì)抽取較大電流，加長(zhǎng)暫態(tài)過程，降低狀態(tài)切換速度。低壓差結(jié)構(gòu)可以有效地提高M(jìn)OS管過驅(qū)動(dòng)電壓，從而減小管子尺寸，提高速度。另一方面，獨(dú)立給予共柵管柵極偏置電壓，可以避免柵極抽取偏置電流，防止暫態(tài)時(shí)間加長(zhǎng)。

(3)本文創(chuàng)造性地提出采用3條電流支路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的兩條電流支路方案，能夠有效地提高速度并改善眼圖。傳統(tǒng)兩支路PAM4發(fā)射器開關(guān)信號(hào)真值表如表2所示。從表2中可見，兩支路方案，開關(guān)狀態(tài)會(huì)經(jīng)歷從(0,1)到(1,0)的轉(zhuǎn)變，而在此轉(zhuǎn)變中，必會(huì)經(jīng)歷(0,0)或(1,1)的暫態(tài)過程。但(0,0)或(1,1)均代表著另一種狀態(tài)，尤其是(0,0)狀態(tài)會(huì)導(dǎo)致電平朝相反的方向變化。這種現(xiàn)象會(huì)顯著地加長(zhǎng)電平切換時(shí)間。同樣，從(1,0)到(0,1)的狀態(tài)切換過程也存在著相同的問題[5]。本文采用3條電流支路來實(shí)現(xiàn)四電平調(diào)制，從表1可知，3路開關(guān)不存在交叉切換，杜絕了上述問題，提升了速度并改善了輸出眼圖。

表2 兩支路方案開關(guān)信號(hào)真值表

圖6 高精度基準(zhǔn)電流源

1.5 高精度電流源

支路電流精度直接決定輸出電壓精度，也就影響著線性度和眼圖。所以本文要求電流源精度很高。目前的高精度電流源普遍采用帶隙基準(zhǔn)電壓經(jīng)電壓電流轉(zhuǎn)換電路產(chǎn)生，電路原理如圖6所示。

帶隙基準(zhǔn)電壓經(jīng)運(yùn)算放大器隔離后加到電阻R上，以此產(chǎn)生基準(zhǔn)電流源，其值為：

(8)

由于Vref是由帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生的，其基本上不受工藝、溫度、電源電壓的影響，因此由此得到的基準(zhǔn)電流源精度很高。改變電阻R的值，就可以得到想要的基準(zhǔn)電流值。下面介紹帶隙基準(zhǔn)電壓源電路。

本文采用的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路如圖7所示。

圖7 帶隙基準(zhǔn)電壓源電路

此電路結(jié)構(gòu)沒有使用運(yùn)算放大器，所以沒有運(yùn)放帶來的失調(diào)等非理想效應(yīng)，并且大幅降低基準(zhǔn)源電路所需功耗。PMOS管尺寸相同，所以3條支路電流相等，NMOS管尺寸也相等，所以Vx=Vy，那么由Q1和Q3的VBE差值即可在R1上產(chǎn)生電流I。此電流經(jīng)PMOS電流鏡復(fù)制到電阻R2上形成電壓差，并與VBE2疊加得到所需的基準(zhǔn)電壓輸出。其值推導(dǎo)過程如下：

IR1=VBE1-VBE3=VTln8

(9)

于是可以得到輸出基準(zhǔn)電壓為：

(10)

其中，VBE2是負(fù)溫度系數(shù)，VT是正溫度系數(shù)，適當(dāng)?shù)剡x擇R1和R2的值就可以獲得零溫度系數(shù)電壓。

帶隙基準(zhǔn)電路存在著簡(jiǎn)并偏置點(diǎn)，所以需要啟動(dòng)電路使電路脫離此狀態(tài)并進(jìn)入正常工作狀態(tài)。圖7給出了一種啟動(dòng)電路。

2 仿真結(jié)果

本文設(shè)計(jì)了一種超大擺幅5 Gb/s PAM4發(fā)射器。發(fā)射器的供電電壓為6.5 V，圖8為發(fā)射器的輸出電平波形圖。其單端輸出的最大電壓擺幅為4.5 V，電壓紋波小于50 mV時(shí)，可獲得的穩(wěn)定電平時(shí)間大于220 ps。電壓過沖小于500 mV。圖9為發(fā)射器輸出眼圖。眼圖高度為1.445 V，眼圖寬度為360 ps。本文所設(shè)計(jì)的PAM4發(fā)射器與近年來發(fā)表的文獻(xiàn)設(shè)計(jì)參數(shù)對(duì)比如表3所示[6]。

圖8發(fā)射器輸出電平波形圖

圖9 發(fā)射器輸出眼圖

文獻(xiàn)工藝/nm電源電壓/V比特速率/(Gb/s)單端輸出擺幅/mV功耗/mW文獻(xiàn)[1]651.24045036文獻(xiàn)[2]28145650120文獻(xiàn)[5]90120-103文獻(xiàn)[6]651.260250290本文1306.554 500845

3 結(jié)論

基于GlobalFoundries 130 nm SOI CMOS工藝，本文設(shè)計(jì)了一種超高電壓擺幅的PAM4發(fā)射器。采用的3支路電流源方案能夠避免開關(guān)信號(hào)交叉切換，從而使交叉切換帶來的額外切換時(shí)間被移除，有效地提高發(fā)射器速度并改善眼圖的眼寬。其4.5 V超高的單端輸出擺幅能夠極大地增大眼圖的眼高，減小誤碼率。