杜春水 劉強(qiáng) 郭文君 陳阿蓮

摘要：針對(duì)準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器單元間功率不平衡帶來(lái)的系統(tǒng)穩(wěn)定性差、電能質(zhì)量低等不足，提出了一種單元間輸入功率不平衡工況下系統(tǒng)穩(wěn)定控制策略。建立了準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)逆變單元數(shù)學(xué)模型以及系統(tǒng)功率模型，闡述了不平衡功率輸入時(shí)單元間相互作用機(jī)理，通過(guò)構(gòu)造虛擬平均功率單元及其調(diào)制信號(hào)因子，計(jì)算出各單元輸出功率與虛擬單元平均功率的偏差，調(diào)整各自調(diào)制信號(hào)因子，采用融合z源逆變單元升壓直通占空比的載波移相脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了逆變器單元間有功功率均衡控制和直流母線電壓穩(wěn)定，仿真實(shí)驗(yàn)和樣機(jī)測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的正確性和有效性。

關(guān)鍵詞：H橋級(jí)聯(lián)多電平逆變器;光伏并網(wǎng)發(fā)電;準(zhǔn)z源;虛擬平均功率單元;功率平衡

DoI：10.15938/j.eme.2019.08.003

中圖分類號(hào)：TM464文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1007-449X（2019）08-0019-09

0引言

近年來(lái)，級(jí)聯(lián)型多電平逆變器因其對(duì)功率器件耐壓要求低、開(kāi)關(guān)應(yīng)力小、輸出電壓諧波含量低等明顯優(yōu)勢(shì)，在有源電力濾波器、靜止同步補(bǔ)償器、光伏發(fā)電系統(tǒng)等諸多領(lǐng)域應(yīng)用前景廣闊，另外，電氣化鐵路的高速發(fā)展，使得級(jí)聯(lián)型拓?fù)湓陔姎饣癄恳╇娤到y(tǒng)中備受青睞。準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器（quasi-Z-source cascaded multilevel invert-er，QZSCMI）是在經(jīng)典H橋級(jí)聯(lián)多電平逆變器基礎(chǔ)上提出和發(fā)展起來(lái)的，由于級(jí)聯(lián)單元的直流環(huán)節(jié)包含準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)，其電源性質(zhì)發(fā)生了根本性變化，既不同于電壓源逆變器，也不同于電流逆變器，較經(jīng)典級(jí)聯(lián)H橋逆變器優(yōu)越性顯著：（1）單元H橋功率開(kāi)關(guān)器件允許有“直通”狀態(tài)，可靠性高;（2）單級(jí)升降壓功率變換功能，允許輸入電壓波動(dòng)范圍大，適應(yīng)能力強(qiáng)。

為充分發(fā)揮新一代QZSCMI優(yōu)勢(shì)和潛能，國(guó)內(nèi)外學(xué)者在控制方法、調(diào)制策略、系統(tǒng)效率分析和輸出電能質(zhì)量等方面取得了諸多研究成果。然而在級(jí)聯(lián)型多電平光伏并網(wǎng)逆變器中，光照、溫度以及各級(jí)光伏陣列輸出特性不匹配，易造成各級(jí)直流母線電壓漂移，降低并網(wǎng)性能和系統(tǒng)可靠性，可見(jiàn)功率平衡控制是級(jí)聯(lián)型多電平逆變器控制策略的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。目前針對(duì)級(jí)聯(lián)型多電平逆變器功率平衡控制問(wèn)題，已有一些解決方案。文獻(xiàn)[7]針對(duì)級(jí)聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了一種對(duì)子模塊按電容電壓排序，以子模塊問(wèn)最大電壓偏差為判斷依據(jù)的電壓均衡控制算法，但適用于半橋式單元級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，且排序運(yùn)算量較大。文獻(xiàn)[11]利用多組PI控制器得到相內(nèi)各級(jí)聯(lián)單元偏差功率實(shí)現(xiàn)相內(nèi)功率平衡的控制;文獻(xiàn)[12]通過(guò)調(diào)節(jié)各級(jí)聯(lián)單元直流電壓實(shí)現(xiàn)單元問(wèn)功率平衡，通過(guò)無(wú)功功率計(jì)算電壓調(diào)節(jié)相角，運(yùn)用P控制器得出電壓調(diào)節(jié)幅值;文獻(xiàn)[11-12]均采用移相SPWM調(diào)制方法，不適用于準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)型拓?fù)?。文獻(xiàn)[13]提出了系統(tǒng)基本控制思路和改進(jìn)型級(jí)聯(lián)移相PWM調(diào)制方法（cascade phase shift pulsewidth modulation，CPS-PWM），但不能直接用于單元輸入功率不平衡情況下的穩(wěn)定控制。文獻(xiàn)[14-15]根據(jù)各功率單元有功功率與總功率的比值關(guān)系，按比例分配調(diào)制比因子;文獻(xiàn)[18-19]通過(guò)改變第一個(gè)功率單元調(diào)制波信號(hào)的相位與幅值信息，而使其他功率單元調(diào)制波相位與電網(wǎng)電壓相位一致，即系統(tǒng)無(wú)功功率由1個(gè)單元提供，其他功率單元只提供有功功率以控制系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行;文獻(xiàn)[20]采用改變載波旋轉(zhuǎn)周期的方法維持控制系統(tǒng)穩(wěn)定;這3種功率平衡控制方法調(diào)節(jié)范圍較小，功率不平衡適應(yīng)性差;文獻(xiàn)[22]運(yùn)用多組PT控制器，提出了一種基于有功功率修正的功率平衡控制方法，具有較大的功率不平衡適應(yīng)范圍，但引入了較多的PT控制器，控制系統(tǒng)復(fù)雜，參數(shù)調(diào)整繁瑣。本文考慮到準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、控制量多等特點(diǎn)，有必要為該拓?fù)湫问侥孀兤鲗で笠环N簡(jiǎn)潔有效的功率平衡控制方法以及總體控制策略。本文在改進(jìn)的CPS-PWM基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種基于構(gòu)造虛擬平均功率單元的單元問(wèn)功率平衡控制策略。下面僅以單相準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)多電平逆變器為例分析。

1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與工作原理

單相準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示，該系統(tǒng)由n個(gè)電流連續(xù)型準(zhǔn)z源H橋（quasi-Z-source H-bridge，QZSHB）單元級(jí)聯(lián)構(gòu)成，通過(guò)輸出濾波電感Ls直接并網(wǎng)。

以QZSCMI系統(tǒng)級(jí)聯(lián)逆變單元k（k=1，2，……）為例簡(jiǎn)要說(shuō)明其工作原理，其等效電路如圖2所示，它包含直通和非直通兩種工作狀態(tài)。直通狀態(tài)如圖2（a）所示，二極管關(guān)斷，電容UCk1向電感Lk2充電，電壓源U^cfk和電容U^ck2共同向L^k1充電，電感電流上升。該狀態(tài)工作于傳統(tǒng)調(diào)制的零矢量，級(jí)聯(lián)單元不輸出功率。

各級(jí)聯(lián)單元輸出電流is相同，由式（12）可知，若各單元的直流鏈電壓udc和調(diào)制系數(shù)msk相同，則每個(gè)單元輸出功率相等。為滿足各個(gè)級(jí)聯(lián)的光伏發(fā)電單元最大功率點(diǎn)跟蹤需求，不同級(jí)聯(lián)單元的輸入功率也應(yīng)該不同，因此，需要保持系統(tǒng)直流鏈電壓穩(wěn)定，對(duì)每個(gè)單元輸出功率獨(dú)立控制，而并網(wǎng)逆變器功率調(diào)節(jié)的實(shí)現(xiàn)是通過(guò)對(duì)并網(wǎng)電流幅值的改變完成的。

2.1.2功率平衡控制方法

根據(jù)各單元輸入有功功率對(duì)總調(diào)制因子再分配的功率平衡控制方法。

本文以單相并網(wǎng)型QzscMI為例，提出的功率平衡控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖中，usp為電網(wǎng)峰值電壓，cos（ωt）為鎖相信息，首先根據(jù)各單元與虛擬平均單元的偏差功率，然后計(jì)算出與并網(wǎng)電流相對(duì)應(yīng)的偏差量，接著將該偏差量與鎖相環(huán)輸出的相位信息相乘獲得偏差調(diào)制信號(hào)因子△msk，最后將各偏差調(diào)制信號(hào)因子與總調(diào)制信號(hào)因子線性疊加獲得各單元調(diào)制信號(hào)因子msk，也即調(diào)節(jié)了各單元的實(shí)際輸出電壓，從而改變了其輸出功率。這種前饋補(bǔ)償方法能夠確保各單元輸出有功功率獨(dú)立調(diào)節(jié)且可保證直流母線電壓穩(wěn)定。

3融合直通占空比的載波移相調(diào)制

載波移相SPWM調(diào)制是級(jí)聯(lián)型多電平逆變器經(jīng)典調(diào)制方式，其融合了sPwM技術(shù)與階梯波合成技術(shù)的優(yōu)勢(shì)，且具有獨(dú)特的消諧波優(yōu)勢(shì)，但無(wú)法直接用于準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)逆變器的控制，尚需考慮如何將z源網(wǎng)絡(luò)直通占空比融入載波移相調(diào)制方式中去，又不會(huì)對(duì)輸出電能質(zhì)量產(chǎn)生不良影響。為此，采用在CPS-PWM零電壓輸出脈沖期間插入直通占空比的方法。QZSHB單元驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成方法如圖5所示，可以看出直通驅(qū)動(dòng)信號(hào)在逆變器輸出零電壓狀態(tài)中有效，調(diào)節(jié)準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)直通占空比因子實(shí)現(xiàn)升壓;改變調(diào)制信號(hào)因子（調(diào)制比）完成SPWM調(diào)制功能。同時(shí)為防止并網(wǎng)電流過(guò)調(diào)制情況下引起波形畸變，直通占空比因子與逆變器調(diào)制因子應(yīng)滿足

4QZSCnI系統(tǒng)仿真

為驗(yàn)證本文提出的準(zhǔn)z源H橋級(jí)聯(lián)各單元輸入功率對(duì)總調(diào)制因子再分配的功率平衡控制策略的正確性，在Matlab/SIMULINK中建立了單相準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的仿真模型，系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1所示。

仿真過(guò)程中，控制濾波電容Cfk以及準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)電容Ck1電壓值跟隨給定值，輸入側(cè)濾波電容電壓給定值為90V，準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓給定值為120V。設(shè)定升壓倍率為1.67在非直通狀態(tài)下的直流母線峰值為150V左右。系統(tǒng)仿真過(guò)程為：第一階段時(shí)間為0～0.5s，在該階段系統(tǒng)啟動(dòng)，并進(jìn)入穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài);第二階段時(shí)間為0.5～1.2s，0.5s時(shí)單元1輸入功率由560w突降為430w;第三階段時(shí)間為1.2～1.9s，1.2s時(shí)單元2輸入功率由560w突降為400w;第四階段時(shí)間為1.9～2.5s，1.9s時(shí)單元1與單元2功率又恢復(fù)為560w，而單元3的功率保持560W不變。

單相QZSCMI系統(tǒng)仿真工作波形如下，圖6（a）所示為各單元的輸入功率變化和輸出電流情況，可以看出各單元功率單獨(dú)可控，系統(tǒng)響應(yīng)速度快。由圖6（b）可知0.5s時(shí)刻，雖然第一單元輸入功率突降，但是輸出并網(wǎng)電流減小過(guò)程平滑，波形質(zhì)量高。

仿真過(guò)程中4個(gè)階段輸出網(wǎng)側(cè)電流THD如圖7所示，可以看出在單元1和單元2輸入功率突變時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流值會(huì)相應(yīng)減小，但電流THD仍滿足并網(wǎng)要求（≤5%）。

相應(yīng)地，各個(gè)單元直流母線電壓隨功率變化的工作波形情況如圖8所示，可以看出電壓控制響應(yīng)速度快，雖然直流母線電壓在功率突變時(shí)發(fā)生小幅波動(dòng)，但三單元疊加后的直流母線電壓能夠穩(wěn)定在設(shè)定值（450V），暫態(tài)過(guò)程時(shí)間短，穩(wěn)定性好。

根據(jù)以上分析可知，所提功率平衡控制方法能夠較好的適應(yīng)輸入功率不平衡變化，即使功率突變，系統(tǒng)也能夠穩(wěn)定運(yùn)行。

5實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證控制策略的可行性和有效性，搭建了三相準(zhǔn)z源H橋單元級(jí)聯(lián)的多電平逆變器樣機(jī)，系統(tǒng)整機(jī)圖如圖9（a）所示，系統(tǒng)設(shè)計(jì)功率為10kW，逆變橋開(kāi)關(guān)管為英飛凌公司的IKW30N60T單管IG-BT，開(kāi)關(guān)頻率為5kHz，其主電路參數(shù)與仿真參數(shù)一致。該實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)?zāi)M直流電源、功率電路及其信號(hào)調(diào)理電路、主控系統(tǒng)電路，如圖9（b）所示，控制系統(tǒng)采用TI DSP TMS320F28335和Altera FPGAEP4CE15F17C8相結(jié)合的雙控制器架構(gòu)。QZSHB各個(gè)功率單元的直流輸入電源由單相隔離變壓器、不可控整流器、可調(diào)功率電阻和濾波電容組成。實(shí)驗(yàn)時(shí)采用單相逆變器功率降額測(cè)試，通過(guò)調(diào)節(jié)各單元的功率電阻，可以使得3個(gè)級(jí)聯(lián)單元的輸入功率不相等，并設(shè)定輸入電源濾波電容電壓Ucf參考值為28V，準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)電容Ck1電壓參考值為35V，直通占空比因子限幅值0.25。

圖10（a）為濾波電容電壓實(shí)驗(yàn)波形圖，ucf1、Ucf2、ucf3平均值分別為28.0V、29.4V、27.9V。圖10（b）為輸入電流波形，各單元輸入電流分別為434mA、552mA、453mA，輸入功率由逆變橋的輸入電壓和輸入電流共同決定，三單元逆變橋輸入濾波電容電壓和輸入電流的不同反映了輸入功率不平衡性，其中單元二輸入功率最大。以虛擬功率單元為基準(zhǔn)，各單元偏移平均功率的百分比分別為11.12%、18.69%、7.56%。圖10（c）為準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)電容ck1電壓實(shí)驗(yàn)波形圖，uc11、uc21、uc31、平均值分別為34.6V、35.1V、34.2V，考慮電路參數(shù)誤差，均穩(wěn)定在給定值附近。圖10（d）、10（e）、10（f）為三單元直流鏈電壓波形，其幅值由輸入電壓28V輸入升高到44V，升壓倍數(shù)約為1.57，驗(yàn)證了準(zhǔn)z源網(wǎng)絡(luò)升壓功能、各單元母線電壓穩(wěn)定性能和功率平衡控制策略有效性。

圖11（a）為級(jí)聯(lián)H橋級(jí)聯(lián)單元輸出電流;。波形，其幅值為1.5A，可以看出輸出電流具有較好的正弦度。圖11（b）為系統(tǒng)輸出電壓波形，由于負(fù)載較輕，系統(tǒng)調(diào)制度較小，輸出電壓波形呈五電平階梯波。如圖11（c）所示，隨著輸出負(fù)載電流變大，調(diào)制度增加，系統(tǒng)輸出電壓將呈現(xiàn)圖11（d）所示七電平階梯波狀態(tài)，可以看出輸出電壓為七階梯波時(shí)，輸出電流波形質(zhì)量高。

綜上可知，由級(jí)聯(lián)逆變器輸出電壓、輸出電流實(shí)驗(yàn)波形，可知系統(tǒng)在各單元輸入功率不平衡條件下，不同負(fù)載下的運(yùn)行情況，其輸出電流波形質(zhì)量高，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)運(yùn)行穩(wěn)定。

6結(jié)論

本文針對(duì)不同單元輸入功率不平衡情況下準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的功率平衡控制問(wèn)題，提出了虛擬平均功率逆變單元的思路，根據(jù)各單元與虛擬單元功率偏差調(diào)節(jié)調(diào)制系數(shù)，根據(jù)升壓需要調(diào)節(jié)直通占空比，合成最終調(diào)制因子，通過(guò)載波移相脈沖寬度調(diào)制方法，實(shí)現(xiàn)了單元問(wèn)功率分配。

所提控制方案非常適合光伏發(fā)電系統(tǒng)，由于自然條件影響或光伏組件特性不匹配，其逆變單元輸入功率經(jīng)常是不平衡的，新型控制策略能夠有效控制直流母線電壓穩(wěn)定，改善輸出電能質(zhì)量，有利于提高系統(tǒng)發(fā)電量。

所提系統(tǒng)控制方案不僅適合于單相準(zhǔn)z源級(jí)聯(lián)多電平逆變器系統(tǒng)，也可以推廣應(yīng)用到三相系統(tǒng)。

隨著電動(dòng)汽車的普及，該方案也適用于分布式儲(chǔ)能或動(dòng)力電池的梯度利用，應(yīng)用前景廣闊。