劉 輝, 劉 進, 徐成棟

(吉林建筑科技學院 電氣信息工程學院， 吉林 長春 130114)

0 引 言

負載采用直流電壓供電，如果這個供電電壓要求可以被控制，使供電電壓輸出或者禁止輸出(供電的使能控制)。供電的使能控制用單片機I/O口。而單片機I/O口不能直接控制負載的供電端，必須是I/O口控制功率器件，從而控制負載的供電。常用的功率器件有繼電器、大功率三極管、大功率MOS管[1]等。繼電器應用在大電流負載的時候壽命比較短，大功率三極管的驅動電流比較大，因此選用大功率MOS管是比較好的選擇。大功率MOS管又有PMOS管和NOMS管。雖然在這里PMOS的驅動比較容易，不需要額外的柵極供電電路，但是PMOS的導通電阻比較大，負載電流大，PMOS管發(fā)熱嚴重，所以選擇NMOS作為控制器件,這里選用IRFB7437PbF。

1 負載供電使能控制電路(RL為負載)

負載供電電壓為12 V。NMOS管的漏極接電源正極，其驅動電路屬于NMOS的高側驅動。由于這個NMOS是控制供電，其導通時間很長。負載RL不斷電，NMOS就一直導通，這不同于高頻應用的情況，因此，不能采用普通的自舉供電驅動方式[2]，也不能用變壓器驅動。負載供電使能控制電路可以很好地完成高側NMOS驅動,如圖1所示。

圖1 負載供電使能控制電路

2 驅動電路工作過程

單片機I/O輸出高電平的時候，Q6導通，Q1、Q2、Q3也導通，Q4截止。Q2導通，使VGG1電壓(10 V，以Q5的源極為參考點)加到Q5的柵極，VGG1通過Q2給Q5的柵極電容充電，導致Q5也導通，12 V電壓通過Q5向負載RL供電。當單片機I/O口輸出低電平時，Q6截止，導致Q1、Q2、Q3截止，Q4導通，Q5的柵極電荷通過Q4放電，Q5截止，負載斷電。

3 高側NMOS導通過程分析

Q5導通過程的等效原理如圖2所示。

圖2中，BT1為Q5的柵極驅動電路的供電電壓(10 V)，以Q5源極為參考，由輔助供電電路提供。BT2是為負載供電的電壓(12 V)，以GND為參考。Q2的基極電流設為ib。

Q6導通，三極管Q2的基極電流是這樣構成回路的：BT1正極流出，經(jīng)過Q2發(fā)射極，Q2基極流出，經(jīng)過R5，Q6的集電極，從Q6發(fā)射極流到GND，再分別經(jīng)過BT2、C3和RL流到BT1的負極，其中流經(jīng)BT2的電流由BT2正極流出，經(jīng)過C3流到BT1的負極給C3充電。電流從BT1負極流入，從BT1正極流出，形成回路。這個過程中，在Q5未導通的時候，相當于電源BT1和BT2串聯(lián)，經(jīng)過Q1和Q2的基極回路給電容C3充電(這里C3是外接電容與Q5漏極，源極之間的分布電容并聯(lián))，這個充電電流被負載RL分流，使其充電電流減小。

圖2 NMOS導通過程的等效電路

當Q6未導通時,ib為0，BT2通過RL給C3充電，達到穩(wěn)態(tài)時，iRL為0，iC3為0，C3兩端電壓UC3為12 V[3]。當Q6導通時，Q2的基極電流設為ib，C3的充電電流

iC3=2ib-iRL,

(1)

R1和R2的電流很小，忽略掉。當Q2剛導通時，Q5的柵源電壓為0，Q5截止。VGG1通過Q2給Q5的柵極等效電容充電，充電電流為iG。當Q5柵極電壓達到6 V時，可以當做Q5完全導通，導通電阻比較小，這時Q5柵極總電荷Qg約為100 nC。給Q5柵極電容充電電流為iG=β*ib，Q5的柵極總電荷[4-5]

(2)

式中:β——Q2的電流增益，β=iC/ib。

C3的電荷變化量

(3)

式中:ΔU——t時刻C3的電壓相對Q2剛導通時的電壓增量。

假定β=80[6]，要想在最壞情況下使Q5能導通，即在t時刻要滿足給Q5的柵極電容充電到6 V(柵極總電荷100 nC)的時候，C3的電壓變化量ΔU<10 V，這樣才能使Q5可靠導通，即

可以得到C3的范圍為

當Q5未導通時，iRL≥0，當iRL=ΔU/RL=0時，C3所需的最小值最大，即當RL斷開時(不接負載)，所需的C3最小值最大。即

0.25×10-9F=0.25 nF=250 pF。

根據(jù)IRFB7437PbF數(shù)據(jù)手冊，漏極和源極之間的分布電容

Cds=Coss-Crss=Coss-Cgd=350 pF。

Cds，Coss，Crss都是隨VDS電壓的升高而降低的，當VDS升高到30 V時，Cds降低到300 pF，這個電容值大于250 pF，能滿足要求，因此，不用再另外并聯(lián)電容，Q5的分布電容就能滿足要求，這個C3就是Q5的漏源極之間的分布電容Cds。當Q5導通以后，Q2的基極電流通過Q5的漏源極流動，不用通過分布電容流動。250 pF是所需的最大值，當連接負載RL以后，負載較重(阻值相對較小)，電流2ib流過RL產(chǎn)生的壓降很小，因為2ib這個電流很小。Q6剛開始導通時，Q5的源極電壓為0，2ib≈2*(10-0.6)V/30 kΩ=0.627 mA。

電路仿真波形(輸出VO與GND之間未接續(xù)流二極管)如圖3所示。

圖3 電路仿真波形

單片機I/O口輸出由低電平跳變?yōu)楦唠娖綍r波形細節(jié)如圖4所示。

圖4 低電平跳變?yōu)楦唠娖綍r波形

波形圖中，通道1為負載的供電端，即輸出端VO的波形，通道2為單片機I/O口的輸出波形，峰值3.3 V。從仿真波形可以看出，當單片機I/O口由低電平跳變?yōu)楦唠娖剑龢O管Q6飽和導通，Q1、Q2的基極電流2ib流經(jīng)Q6，再通過負載電源BT2向Q5的漏源極分布電容充電。當分布電容的電壓增加時，負載RL兩端出現(xiàn)反向電壓(VO<0)，這時負載也分流Q1、Q2的基極電流2ib，使Q5的漏源極分布電容充電速度變慢。通道1出現(xiàn)的負電壓就是這樣出現(xiàn)的。與此同時，柵極供電電源通過Q2向Q5的柵極充電，使Q5的柵源電壓上升。當柵源電壓高于Q5的導通閾值電壓時，Q5開始導通。當ids>2ib時，輸出電壓開始上升，并且很快就完全導通。當I/O口由高電平向低電平跳變時，Q6截止，Q1、Q2、Q3截止，Q4導通，Q4與電阻R8一同給Q5的柵極電容放電，Q5的柵極電壓逐漸下降，其導通的電流逐漸減小，當柵極電壓低于導通閾值電壓時，Q5完全截止。

如果在輸出VO與GND之間反向并聯(lián)一個二極管(VO接二極管陰極，GND接二極管陽極)。這個二極管既可以在Q2剛導通時提供電流通路，也可以在Q5截止的瞬間提供續(xù)流通路，因為負載的電源連線存在分布電感[7]。

這個負載供電使能控制電路用在汽車車燈電控箱，為車燈供電提供使能控制，也用在某儀器內(nèi)部，為內(nèi)部電路提供供電使能控制。以往的電路采用專門的高側驅動芯片(如FAN7171-F085)，或者采用高速光耦(如HCPL2601)傳遞驅動信號，再加上功率器件驅動NMOS柵極。這些芯片還要為其內(nèi)部邏輯電路供電，比較麻煩，硬件成本也高。這個供電使能控制電路除了柵極供電電路，只用了幾個三極管和電阻，電路結構簡單，成本也低。采用高側驅動芯片和光耦隔離驅動電路分別如圖5和圖6所示。

圖5中，單片機I/O高電平，U1輸出高電平，控制場效應管導通，給負載RL供電。單片機I/O低電平時，場效應管截止，負載RL斷電。

圖6中，單片機I/O高電平，Q2導通，光耦HCPL2601內(nèi)部的LED發(fā)光，6腳輸出低電平，Q1截止，柵極驅動芯片F(xiàn)AN3111的輸入為高電平，輸出高電平，場效應管Q5導通，給負載RL供電。單片機I/O低電平時，場效應管截止，負載RL斷電。這些電路成本較高，高速光耦電路比較麻煩，普通光耦傳遞信號速度較慢，如果要求速度較快的地方，也不能滿足要求。

圖5 高側驅動芯片F(xiàn)AN7474_F085驅動電路

圖6 高速光耦HCPL2601+FAN3111驅動電路

4 輔助供電電路

高側功率NMOS驅動需要一個10 V的電壓VGG1，這個電壓可以通過DC/DC變換的方式得到10 V的電壓電路，如圖7所示。

圖7 輔助供電電路

LM2596是降壓調節(jié)器，其外圍電路比較簡單。用LM2596的典型電路只能產(chǎn)生一路直流電壓[8]，如果把電感改成變壓器就可以輸出多路電壓。圖中變壓器T1的1,4腳是同名端，這種結構屬于會掃式變換器。當U1內(nèi)部的三極管導通時，變壓器的初級儲能，當內(nèi)部三極管截止時，D5導通，D3也導通，VGG1輸出電壓(VGG1的參考點為VO)。通過控制初級和次級的匝數(shù)比可以控制輸出電壓。VCC的電壓可以通過改變R11、R12來調節(jié)。VCC根據(jù)其他電路的要求，調節(jié)成所需的電壓。U1的4腳是電源反饋端，根據(jù)LM2596數(shù)據(jù)手冊，穩(wěn)態(tài)時，其電壓為1.23 V。則

(4)

初級線圈匝數(shù)n1(變壓器T1的1,2腳之間)與次級匝數(shù)n2(變壓器T1的3,4腳之間)的比值

式中：VD5，VD3——分別為D5，D3的正向導通壓降。

VGG1的輸出電壓設為10 V，可以計算出n1，n2的比值。先根據(jù)VCC輸出電流和電壓計算初級的電感量，這樣就可以根據(jù)電感系數(shù)，得到初級線圈的匝數(shù)n1，進而得到次級匝數(shù)n2。占空比

(5)

式中:ton——LM2596內(nèi)部開關管在一個周期內(nèi)的導通時間;

T——開關管的震蕩周期。

電感的紋波電流ΔIL的最大值為0.3Iout，Iout為VCC 的輸出電流。這樣可以計算出電感的值

(6)

式中:n1——初級線圈的匝數(shù);

AL——變壓器磁芯的電感系數(shù)，可以由磁芯的數(shù)據(jù)手冊查到。

計算出電感L，就可以計算出初級的匝數(shù)n1，進而得到次級匝數(shù)n2。

5 結 語

通過設計高側NMOS的電路結構，討論了NMOS的導通條件，使得單片機I/O口可以很好地控制高側NMOS的導通和截止。比使用高側驅動芯片和高速光耦隔離驅動成本更低，電路更簡單。經(jīng)過實踐，證實這個電路是可行、可靠的。