TMS320F28033 DSP的雙向DAB變換器數(shù)字控制設(shè)計

付加友 蘇都 崔然 李晨光

（深圳市永聯(lián)科技股份有限公司 廣東省深圳市 518055）

1 引言

隨著新能源在社會生產(chǎn)生活中應(yīng)用的不斷增加，有越來越多的場景需要電能雙向流動，特別是在儲能領(lǐng)域、電動汽車充電領(lǐng)域，其需求愈發(fā)迫切[1][2]。雙有源橋（dual active bridge，DAB）變換器，作為電氣隔離的雙向DCDC 變換器，因其易實現(xiàn)ZVS（開關(guān)管零電壓開通）、寬輸入輸出電壓范圍、所用器件少等特點，受到廣泛關(guān)注[3]。

雙有源橋變換器，根據(jù)控制移相角數(shù)量和時序的不同，分為單移相（single phase shift，SPS）調(diào)制，雙重移相調(diào)制（dual phase shift，DPS），擴展移相（extended phase shift，EPS）和三重移相（triple phase shift，TPS）調(diào)制[4]。欲使變換器工作在最優(yōu)特性下，通常都需要使用控制自由度更高的三重移相調(diào)制。然而三重移相需要同時控制兩個橋臂的內(nèi)移相角及橋臂之間的外移相角，共三個變量，大大增加控制的復(fù)雜度和難度。本文通過基于電感電流峰值最小的優(yōu)化調(diào)制策略，闡述應(yīng)用TI（德州儀器）公司TMS320F28033 DSP 實現(xiàn)三重移相控制的方法。

圖1：雙有源橋變換器基本拓?fù)湫问?/p>

表1：DAB 變換器峰值電流最小的優(yōu)化結(jié)果

表2：TMS320F28033 DSP 主要性能參數(shù)

圖2：Dα，Dβ，Dφ 定義示意圖

2 雙有源橋變換器原理簡介

基本拓?fù)浜鸵葡嘟嵌x：雙有源橋（Double Active Bridge）拓?fù)?，下文簡稱為DAB。MOS 管命名為Q1～Q8。通過8 個MOS 管的開關(guān)時序，對能量進行傳輸。拓?fù)淙鐖D1 所示。

MOS 管Q1、Q2、Q3、Q4側(cè)的H橋定義為HB1，MOS 管Q5、Q6、Q7、Q8 側(cè)的H 橋定義為HB2。D1 為HB1 和HB2 的外移相角，即Q1 和Q5 之間的移相角；D2 為HB1 橋的內(nèi)移相角，即Q1 和Q4 之間的內(nèi)移相角；D3 為HB2 橋的內(nèi)移相角，即Q5 和Q8 之間的內(nèi)移相角。實際電路控制中，通過控制D1, D2, D3 來實現(xiàn)優(yōu)化控制目標(biāo)及輸出電壓、電流的控制。分析時考慮電路的本質(zhì)，通常會定義VAB 和VCD 的電壓占空比Dα，Dβ，以及兩者之間的移相角Dφ，Dα，Dβ，Dφ 與D1、D2、D3 之間的關(guān)系如圖2 所示。同時定義VAB 和VAB 的電壓傳輸比（假設(shè)變壓器變比為1：1）為k=VCD/VAB。當(dāng)Dφ 為正時，能量正向傳輸，當(dāng)Dφ 為負(fù)時，能量反向傳輸。

3 基于電感電流峰值最小的TPS優(yōu)化結(jié)果

圖3：電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)競爭控制系統(tǒng)

DAB 變換器拓?fù)湓诮Y(jié)構(gòu)上存在正向、反向的對稱性，本段以k＜1，正向工作時，闡述優(yōu)化后的結(jié)果。目前，業(yè)內(nèi)對DAB 性能的優(yōu)化，主要方法為先在不同工作模式下采用瞬時積分法求解電感電流各段的解析式，再用拉格朗日乘數(shù)法在KKT 條件下求極值法，來得到實現(xiàn)優(yōu)化目標(biāo)的條件。本文應(yīng)用此方法，以電感電流峰值最小為優(yōu)化目標(biāo)，并結(jié)合開關(guān)管實現(xiàn)ZVS 的條件，得到優(yōu)化后的關(guān)系式見表1。其中P 為基于基準(zhǔn)功率的標(biāo)幺值，i*pk為基于基準(zhǔn)電流的峰值電流值。電感電流的峰值一般發(fā)生在開關(guān)管關(guān)斷時刻，確保開關(guān)管關(guān)斷電流小，可有效降低開關(guān)管關(guān)斷應(yīng)力及關(guān)斷損耗，在高頻應(yīng)用時尤為顯著。

從優(yōu)化結(jié)果來看，變換器傳輸任意確定功率P，在確定的電壓變比下，可以確定唯一的D1、D2、D3 移相角，從而使保證工作過程中電感電流的峰值最小。

4 基于28033 DSP的控制策略

圖4：正向工作電流環(huán)波特圖

圖5：正向工作電壓環(huán)波特圖

28033為TI 公司高性能、低成本PICCOLO 系列DSP 的一員，其主要性能參數(shù)如表2 所示，芯片內(nèi)部集成12 位ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊）、高精度PWM 發(fā)波、32 位乘法器，主頻60MHz，同時具有一片可與CPU 并行的協(xié)處理器CLA。以上配置足夠一般的開關(guān)電源的數(shù)字控制需求，具有較高的性價比。

本文以一臺開關(guān)頻率工作在40kHz、功率為15kW 的DAB 試驗樣機為基礎(chǔ)設(shè)計控制系統(tǒng)。

4.1 計算頻率選取

對于40kHz 開關(guān)頻率的開關(guān)電源，根據(jù)香儂采樣定理，其控制系統(tǒng)的帶寬不能超過40kHz/2=20kHz，通常設(shè)計到開關(guān)頻率的1/6到1/10。而數(shù)字控制的離散化計算頻率理論上至少要大于帶寬的2倍，本文選擇計算頻率與開關(guān)頻率相同，均為40kHz。

4.2 反饋環(huán)路結(jié)構(gòu)設(shè)計

設(shè)計閉環(huán)反饋系統(tǒng)如圖3 所示，分為DSP 處理部分和硬件部分兩部分，均已化成控制系統(tǒng)方框圖的形式。閉環(huán)系統(tǒng)采用電壓環(huán)/電流環(huán)雙環(huán)競爭的方式，輸出電壓、電流分別經(jīng)過硬件采樣到DSP 端口經(jīng)ADC 轉(zhuǎn)換為12 位的數(shù)字量，ADC 的采樣頻率為40kHz，采樣值分別與各自的給定值取差值運算，PI 運算的頻率亦是40kHz，經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器補償后輸出電壓環(huán)/電流環(huán)的輸出Vpiout和Ipiout，兩者取小作為反饋環(huán)路的輸出，此輸出定義為表1 的歸一化功率標(biāo)幺值并根據(jù)表1 進行移相角D1D2D3 的賦值，其中k為根據(jù)輸入輸出電壓實時采樣計算而來。最終D1D2D3 給到DSP的PWM 外設(shè)控制硬件發(fā)波。

4.3 正反向切換設(shè)計

正向工作時，電壓/電流采樣為正向輸出的采樣，電壓給定（Vref）電流給定（Iref）為正向的電壓電流設(shè)定值，其中電流給定為與輸出設(shè)定功率限值折算出的電流給定取小得出。反向工作時，因雙有源橋變換器拓?fù)涞膶ΨQ性，采樣和給定分別換為反向工作的輸出電壓和輸出電流即可，補償器不需要調(diào)整。當(dāng)在線從正向切換反向工作時，先控制環(huán)路輸出以一定步進降低，當(dāng)降到0 時切換給定和采樣值，再以一定步進放開環(huán)路輸出，從而實現(xiàn)在線切換正反向工作。如圖3 所示。

5 實驗驗證

在15kW 的DAB 實驗樣機上驗證所述閉環(huán)控制系統(tǒng)，實現(xiàn)電感電流峰值小的目標(biāo)的同時，可以實現(xiàn)輸出電流和電壓較好的動態(tài)性能和穩(wěn)定性，實驗用PSM1700 環(huán)路分析儀測得系統(tǒng)的波特圖如圖4、圖5 所示，分別為正向輸出電壓環(huán)和電流環(huán)的波特圖，由測試結(jié)果可見環(huán)路帶寬在1kHz 附近，可以帶來較好的動態(tài)響應(yīng)特性，同時相位裕度大于30 度，增益裕度大于6dB，可以保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作。

6 總結(jié)

文章簡述了DAB 變換器的基本原理，推導(dǎo)了TPS 軟開關(guān)條件下實現(xiàn)電感電流峰值最小的移相角約束條件及功率范圍，重點闡述了利用tms320f28033DSP 實現(xiàn)雙環(huán)競爭數(shù)字控制及三重移相發(fā)波的方法，基于15kW 實驗樣機測得變換器電壓環(huán)和電流環(huán)的波特圖，得出閉環(huán)系統(tǒng)能夠快速穩(wěn)定工作。