分段式線性LED照明驅(qū)動電路的比較

陳 怡1，陳信勇，謝路耀，張有兵

(1.浙江工業(yè)大學(xué) 之江學(xué)院，浙江 紹興 312030；2.浙江工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310023)

LED照明驅(qū)動電路是LED照明系統(tǒng)的重要組成部分。按功率器件的工作方式進(jìn)行劃分，LED照明驅(qū)動電路可分為開關(guān)方式[1]和線性方式[2-3]兩大類。雖然目前開關(guān)方式的LED照明驅(qū)動電路產(chǎn)品在市場上占據(jù)絕對優(yōu)勢，但是針對數(shù)瓦級交流輸入的應(yīng)用場合，分段式線性LED照明驅(qū)動電路[4-9]卻比傳統(tǒng)開關(guān)式LED照明驅(qū)動電路具有更高的性能價格比。

從本質(zhì)上講，分段式線性LED照明驅(qū)動電路主要由受控電流源組成。按受控電流源的數(shù)目進(jìn)行劃分，分段式線性LED照明驅(qū)動電路可分為多電流源型[4-7]和單電流源型[8-9]兩種典型類型。筆者重點(diǎn)考察這兩種典型LED照明驅(qū)動電路在工作性能方面的異同。

1 典型的分段式線性LED照明驅(qū)動電路

圖1(a，b)分別是兩款典型分段式線性LED照明驅(qū)動電路的電路原理圖[5,10]。它們的受控電流源均采用了BJT管，二合一的分段控制器和函數(shù)發(fā)生器均采用了DSP[11]和DAC芯片。

圖1 典型分段式線性LED照明驅(qū)動電路原理圖

圖1(a)所示的多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路主要由1 個整流電路、n個受控電流源、1 個函數(shù)發(fā)生器和1 個分段控制器組成。根據(jù)設(shè)定的LED串G1至Gn的導(dǎo)通壓降值，由分段控制器給出n個受控電流源接入和接出的指令。根據(jù)指令，n個受控電流源會循環(huán)交替地接入(即導(dǎo)通)和接出(即截止)[7]。當(dāng)受控電流源接入時，由函數(shù)發(fā)生器負(fù)責(zé)調(diào)制受控電流源的電流值使其符合特定的LED電流控制策略，如：分段恒流式的LED電流控制策略[12]、分段正弦式的LED電流控制策略[4-5,7]、分段凹陷式的LED電流控制策略[13-14]等。

圖1(b)所示的單電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路僅包含1 個受控電流源。為滿足LED串G1至Gn分時段接入和接出的需求以及改善單個受控電流源在寬輸入電壓范圍內(nèi)電流增益的一致性問題，需要引入n個阻抗補(bǔ)償單元。當(dāng)阻抗補(bǔ)償單元接收到分段控制器的接出指令時，阻抗補(bǔ)償單元呈關(guān)斷狀態(tài)；當(dāng)阻抗補(bǔ)償單元接收到分段控制器的接入指令時，阻抗補(bǔ)償單元呈導(dǎo)通狀態(tài)。當(dāng)阻抗補(bǔ)償單元導(dǎo)通時，它會根據(jù)受控電流源的端電壓調(diào)節(jié)自身的端電壓，始終將受控電流源的端電壓控制在一個較小的范圍內(nèi)，保證其獲得相對一致的電流增益特性[10]。單電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路可采用與多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路相同的LED電流控制策略。

1.1 結(jié)構(gòu)組成的差異

如表1所示，多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路在結(jié)構(gòu)上顯得更為簡潔。其根本原因在于：圖1(a)所示的多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路所含受控電流源的工作區(qū)域跨越整個非線性和線性區(qū)域，既包含了電流放大的功能也包含了開關(guān)的功能，因此它使用更少數(shù)目的元器件。

表1 典型分段式線性LED照明驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)對比

Table 1 Structure comparison of typical multi-segmented linear LED drivers單位：個

結(jié)構(gòu)組成多電流源型單電流源型整流電路11受控電流源(含驅(qū)動)n1阻抗補(bǔ)償單元(含驅(qū)動)0n二合一的分段控制器和函數(shù)發(fā)生器11

1.2 工作細(xì)節(jié)的差異

為了便于比較，令兩款典型分段式線性LED照明驅(qū)動電路都采用分段正弦式的LED電流控制策略。如圖2所示，輸入電流iac由多個電流i1至in拼接而成，整個波形跟隨輸入電壓vac變化，大致呈正弦特性。當(dāng)vac滿足

(1)

則iac滿足

|iac|=ij

(2)

式中：電壓Vj為LED串Gj的導(dǎo)通壓降；電流ij為Qj(圖1a)或Qcj_1(圖1b)的集電極電流；j的取值為1至n。

圖2 分段正弦式的LED電流控制策略

應(yīng)寬輸入電壓范圍Vac_min至Vac_max的需求，采用輸入電壓自適應(yīng)的策略，通過保持輸入功率Pi基本恒定實現(xiàn)輸出功率Po近似恒定。令電流ij滿足

(3)

(4)

式中：vdc為vac的整流電壓；Vacm為vac的幅值；Vdcp為vdc的峰值電壓；系數(shù)ki為功率系數(shù)；系數(shù)kvi為功率歸一化系數(shù)，實際中kvi通過查表法獲取。

為保證BJT管(圖1a中的Qj或圖1b中的Q)工作在直流增益一致性較好的區(qū)域，進(jìn)一步采用輸入電壓靜態(tài)和動態(tài)相結(jié)合的滯回區(qū)域策略。如圖3所示，首先將Vac_min至Vac_max劃分成p+1個輸入電壓靜態(tài)區(qū)域，每個輸入電壓靜態(tài)區(qū)域都設(shè)置有對應(yīng)的系數(shù)kvi。為解決輸入電壓靜態(tài)區(qū)域之間的平滑過渡問題，在輸入電壓靜態(tài)區(qū)域的基礎(chǔ)上附加以一個定步長縮減寬度的輸入電壓動態(tài)區(qū)域。輸入電壓動態(tài)區(qū)域的初始寬度為ΔV，其初始中心位置由當(dāng)前的Vac值確定，設(shè)置其對應(yīng)的系數(shù)kvi與其初始中心位置對應(yīng)的輸入電壓靜態(tài)區(qū)域一致。在隨后的寬度遞減過程中，輸入電壓動態(tài)區(qū)域?qū)?yīng)的系數(shù)kvi保持不變。當(dāng)輸入電壓動態(tài)區(qū)域的寬度縮減至0后，輸入電壓動態(tài)區(qū)域?qū)挾戎匦禄謴?fù)為ΔV，重新確定中心位置以及重新賦值系數(shù)kvi。

圖3 輸入電壓靜態(tài)和動態(tài)區(qū)域

圖4 LED串的接入和接出時序圖

雖然采用相同的LED電流控制策略，兩款分段式線性LED照明驅(qū)動電路在工作細(xì)節(jié)上仍會存在差異。如圖1(a)所示，多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路包含n個受控電流源，而且這些受控電流源的工作電壓范圍較寬。為了保證電流ij的控制精度，在其控制程序中需要調(diào)用DAC芯片中的n個通道，分別控制n個受控電流源的大小，同時功率歸一化系數(shù)kvi采用n×(p+1)的二維表為宜(表2)。單電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路包含n個阻抗補(bǔ)償單元和1 個受控電流源，阻抗補(bǔ)償單元壓縮了受控電流源的工作電壓范圍，使受控電流源更易于控制。因此，在其控制程序中需要調(diào)用DSP芯片中的GPIO模塊分別控制n個阻抗補(bǔ)償單元的開/關(guān)狀態(tài)，同時kvi采用1×(p+1)的一維表即可(表3)。

表2 功率歸一化系數(shù)二維表

表3 功率歸一化系數(shù)一維表

2 對比實驗

根據(jù)圖1(a，b)以及190 V≤Vac≤250 V、輸入功率Pi≈6 W、功率因數(shù)PF>0.9、輸入電流諧波總失真率THDi40<20%和輸入電流諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC 61000-3-2-ClassD的電氣要求，分別設(shè)計和制作了兩款4 段式的線性LED照明驅(qū)動電路樣機(jī)。其中，樣機(jī)1是多電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路，樣機(jī)2是單電流源型分段式線性LED照明驅(qū)動電路。表4為兩樣機(jī)的主要元器件清單。樣機(jī)1的主電路成本為1.383 元，樣機(jī)2的主電路成本為2.658 元。

表4 樣機(jī)的主要元器件清單

Table 4 Main components and devices of the prototype LED drivers

類型樣機(jī)1符號型號或參數(shù)樣機(jī)2符號型號或參數(shù)電阻R1～R46.8kΩRc1_1750kΩRc2_1510kΩRc3_1470kΩRc4_1510kΩRv15.6MΩRc1_2～Rc4_2200kΩRc1_3～Rc4_336kΩRc1_4～Rc4_41kΩRv247kΩR6.2kΩRv15.6MΩRv247kΩ電容Ci1,Ci21nF,1kVCi1,Ci21nF,1kVCv11nF,50VCv11nF,50VBJT管Q1～Q4MPSA44Qc1_1～Qc4_1MPSA94Qc1_2～Qc4_2,QMPSA44整流橋D1～D4DF04D1～D4DF04

兩款樣機(jī)皆采用DSP TMS32F28027和DAC TLV5627實現(xiàn)輸入電壓靜態(tài)和動態(tài)滯回區(qū)域相結(jié)合的電流控制策略。盡管控制策略相同，但兩款樣機(jī)的電路結(jié)構(gòu)存在差異，因此控制策略的實現(xiàn)也存在差異。如表5所示，樣機(jī)2所采用到的DSP功能模塊較多，所采用的DAC通道數(shù)較少，控制程序的行數(shù)較少以及控制程序的運(yùn)行時間較短，利于電路段數(shù)n的擴(kuò)展。

表5 樣機(jī)在控制策略實現(xiàn)方面的性能比較

Table 5 Performance comparison in control strategy implementation of the prototype LED drivers

項目樣機(jī)1樣機(jī)2采用的DSP內(nèi)部功能模塊ADC模塊和SPI模塊ADC模塊、SPI模塊和GPIO模塊采用的DAC通道數(shù)41參數(shù)kvi獲取方法二維查表法一維查表法中斷程序行數(shù)/行209181中斷程序單次執(zhí)行的平均時間/μs7.645.88

兩款樣機(jī)采用相同的W-LED負(fù)載組合：LED串G1為39 顆LED，LED串G2為23 顆LED，LED串G3為19 顆LED，LED串G4為13 顆LED。平均每顆W-LED的正向?qū)▔航导s為3.08 V。表6給出了兩樣機(jī)在Vac全輸入范圍內(nèi)的主要電氣性能數(shù)據(jù)。圖5是兩樣機(jī)的輸入電流諧波譜圖。從表6和圖5可知：兩樣機(jī)的主電路效率均大于83%，由于樣機(jī)2存在阻抗補(bǔ)償單元的控制損耗，導(dǎo)致樣機(jī)1的主電路效率比樣機(jī)2高出1～2 百分點(diǎn)。兩樣機(jī)的輸出功率Po都近似恒定，樣機(jī)1的輸出功率波動率為±3.2%，樣機(jī)2的輸出功率波動率為±2.5%。兩樣機(jī)的PF值均滿足美國能源之星標(biāo)準(zhǔn)(PF>0.9的商用標(biāo)準(zhǔn))，THDi40值均達(dá)到美國照明設(shè)計聯(lián)盟(DLC)認(rèn)證要求(THD<20%)，輸入電流諧波均滿足IEC 61000-3-2-ClassD。當(dāng)Vac≤220 V時，樣機(jī)2的THDi40值比樣機(jī)1低0.09%～1.80%；當(dāng)Vac>220 V時，樣機(jī)2的THDi40值比樣機(jī)1高0.74%～1.78%。當(dāng)Vac為190 V和220 V時，樣機(jī)2的輸入電流諧波表現(xiàn)總體優(yōu)于樣機(jī)1；當(dāng)Vac為250 V時，兩樣機(jī)的輸入電流諧波表現(xiàn)接近。

表6 Vac全范圍內(nèi)樣機(jī)主電路的主要電氣性能數(shù)據(jù)

圖5 樣機(jī)的輸入電流諧波譜圖

如圖6所示，樣機(jī)1與樣機(jī)2的vac與iac實驗波形與圖2所示的理論波形相符。相比之下，樣機(jī)2的輸入電流拼接效果優(yōu)于樣機(jī)1。

圖6 Vac=220 V時vac與iac的實驗波形

綜上所述，表7列出了兩款樣機(jī)的主要性能比較結(jié)果。

表7 樣機(jī)的主要性能比較

Table 7 Comparison of main performances of the prototype LED drivers

參數(shù)樣機(jī)1樣機(jī)2主電路效率較樣機(jī)2高1.3%～2.2%較樣機(jī)1低1.3%～2.2%THDi40總體上劣于樣機(jī)2總體上優(yōu)于樣機(jī)1輸出功率波動/%±3.2±2.5主電路成本/元1.3832.658控制程序編寫難易度較樣機(jī)2困難較樣機(jī)1容易

3 結(jié) 論

筆者選取了兩種典型的BJT型分段式線性LED照明驅(qū)動電路進(jìn)行性能比較。兩樣機(jī)共同采用了輸入電壓自適應(yīng)與動靜態(tài)輸入電壓滯回區(qū)域相結(jié)合的電流控制策略，實驗結(jié)果表明：段數(shù)n=4的情況下，兩樣機(jī)的PF值與THDi40值皆滿足所要求的照明電氣要求，輸出功率Po接近恒定。單電流源型樣機(jī)的PF值、THDi40值、輸入電流諧波表現(xiàn)、輸出功率波動率、控制程序編寫難易度均優(yōu)于多電流源型樣機(jī)，但多電流源型樣機(jī)的效率和成本均優(yōu)于單電流源型。無論是哪種類型的分段式線性LED照明驅(qū)動電路，在少電路段數(shù)時(如n=4)效率與THD值和PF值以及輸入電流諧波表現(xiàn)不能同時達(dá)到最優(yōu)。在對THD值、PF值和輸入電流諧波標(biāo)準(zhǔn)都有很高要求的情況下(如THD<5%，PF>0.99和IEC 61000-3-2-ClassC)，可采用輸入電流補(bǔ)償?shù)姆椒ㄒ约皩?yōu)的算法來實現(xiàn)效率最高。

本文得到了浙江工業(yè)大學(xué)2017年度創(chuàng)新性實驗項目(SYXM1718)的資助。