基于三角電流模式的雙有源橋變換器

張光宗，王春芳，李厚基，尹遜祥

(1.青島大學 電氣工程學院，山東 青島 266071; 2.中車青島四方車輛研究所，山東 青島266071)

隨著新能源的不斷發(fā)展，雙向DC-DC變換器因能夠實現(xiàn)功率的雙向傳輸[1]，得到了廣泛應用。其中，雙有源橋式[2](dual active bridge，DAB)DC-DC變換器具有電氣隔離、功率密度高和傳輸功率范圍大等優(yōu)點，常被用于固態(tài)變壓器中間級、新能源電動汽車和不間斷電源等大功率場合[3-4]。

DAB的控制方式主要有變頻和移相控制2種。其中，通過變頻方法控制DAB的應用較少，文獻[5]分析了變頻控制的雙有源橋，但只是針對輕載情況下進行的頻率調(diào)節(jié)。移相控制DAB的方法應用較為廣泛，最為常見的是單移相控制[6](single phase shift，SPS)，這種控制方法比較簡單；但其功率回流問題會使電路的電流應力和器件損耗大大增加，降低變換器的效率，而且當輸入、輸出電壓不匹配時，軟開關區(qū)域范圍會變窄，有可能發(fā)生軟開關丟失的情況[7-9]。為了克服SPS功率損耗大的缺點，文獻[10]提出了雙重移相控制雙有源橋的方法，該控制方法增大了變換器的功率容量，適當減少回流功率[11-12]，也能實現(xiàn)開關管的零電壓開通[13]；但不能實現(xiàn)開關管的零電流或小電流關斷。為了有效減小功率回流，有研究提出三重移相控制的方法，相比SPS多了2個自由度，可以達到減小功率回流的目的[14-15]，且控制靈活；但多數(shù)開關管工作在硬開關狀態(tài)，限制了工作頻率和功率密度的提升。文獻[16-17]提出了對三重移相控制的優(yōu)化策略，實現(xiàn)了軟開關；但控制比較復雜，且只注重實現(xiàn)軟開關，而忽略了功率回流問題，并沒有整體提升傳輸效率。文獻[18]提出將移相控制與變頻控制結合，文獻[19]提出將傳統(tǒng)移相控制與雙重移相控制結合，這2種控制方法對減小功率回流和實現(xiàn)軟開關有一定效果；但實現(xiàn)過程過于繁瑣，不穩(wěn)定因素較多。在10 kW及以上等級的大功率場合下，絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)的主要損耗為關斷損耗，并且對穩(wěn)定性的要求較高，所以以上控制方法均不適用。

文獻[20-21]提出三角電流模式(triangular current mode，TCM)雙有源橋的控制方法，該方法可以在功率正向傳輸時沒有功率回流，在功率反向傳輸時幾乎沒有功率回流，并且能夠實現(xiàn)零電壓開通和高壓側零電流關斷；但是文獻[20]只是提出了TCM-DAB的概念，并未做出任何分析。文獻[21]采用3個獨立占空比來實現(xiàn)TCM-DAB，控制復雜，工程實用性不高。本文進一步研究了TCM-DAB，采用2個占空比相互配合，以此實現(xiàn)TCM-DAB，并對TCM-DAB進行工作模態(tài)分析，給出TCM的開關時序和參數(shù)優(yōu)化公式，并進行仿真和實驗驗證。

1 傳統(tǒng)移相控制雙有源橋

1.1 DAB變換器

隔離型雙向DC-DC變換器與非隔離型雙向DC-DC變換器的演變過程相似，都是由單向變換器發(fā)展而來。DAB拓撲結構如圖1所示，包括2個H橋、2個與電源并聯(lián)的濾波電容、1個高頻隔離變壓器。本文將功率從高壓側傳向低壓側叫做功率的正向傳輸，工作在Buck模式；從低壓側傳向高壓側叫做功率的反向傳輸，工作在Boost模式。圖1中：電感L為高頻變壓器的漏感；UHV為高壓側電壓；C1為原邊輸入電容器；S1—S4為高壓側H橋的開關管；D1—D4為高壓側H橋開關管的反并聯(lián)二極管；T為雙有源橋變壓器；Q1—Q4為低壓側H橋的開關管；M1—M4為低壓側H橋開關管的反并聯(lián)二極管；C2為輸出濾波電容器；ULV為低壓側電壓；變壓器變比為n。

圖1 DAB電路圖

1.2 SPS-DAB工作原理

本文通過對DAB的SPS做簡要分析來說明DAB的基本工作原理。圖2所示為SPS-DAB功率正向傳輸和反向傳輸?shù)拈_關時序，高壓側H橋的開關管S1和S4的驅動信號相同，S2和S3的驅動信號相同，2個驅動信號為50%占空比互補的方波；因此，變壓器T上的電壓為正負對稱的方波uH1和uH2。圖2中：U1為變壓器高壓側的電壓，nU2為低壓側電壓折算到高壓側的值，它們均隨時間t的變化而變化；S1—S4、Q1—Q4為各開關管驅動信號；iL為電感電流；低壓側H橋開關管的驅動信號與高壓側H橋開關管的驅動信號存在一定的相位差，這段占空比叫做移相占空比，用Dps表示；移相時間用DpsThs來表示；Ths為開關周期的1/2；1個工作周期用時間t0—t4表示。下文對工作周期t0—t4的各個工作模態(tài)進行分析。

以功率正向傳輸為例進行分析。首先，畫出DAB的等效電路，將變壓器低壓側的電路折合到高壓側，如圖3所示，對于電感電流iL，有

(1)

結合圖2(a)和圖3，可以將1個周期分為以下幾個時段，并寫出相應時段電感上的電流iL

(2)

(3)

(4)

(5)

圖2 SPS-DAB的開關時序

圖3 單移相DAB的等效電路

在穩(wěn)定狀態(tài)下，iL在1個周期內(nèi)的平均值為0，即

iL(t0)=-iL(t2).

(6)

由圖2可知，DAB的傳輸功率P為t0—t2時段平均電流和電壓的乘積，設t0=0，t1=DpsThs，t2=Ths，結合式(2)、(3)可得

(7)

式中fs為DAB的工作頻率。由式(7)可知，DAB傳輸功率的大小和方向由Dps的大小所決定，Dps同時控制著輸出電壓的大小。

根據(jù)式(7)畫出SPS-DAB在1個周期內(nèi)功率正向傳輸時各個時段的傳輸功率，如圖4所示。其中：在t0—t′0和t2—t′2時間段內(nèi)，iL與高壓側的電壓方向相反，出現(xiàn)了功率回流現(xiàn)象；P1為傳輸功率；P2為回流功率。同時可以看出所有開關管均為大電流關斷，產(chǎn)生了大量的關斷損耗，因此SPS-DAB不適合應用于大功率場合。

圖4 SPS-DAB的功率傳輸

為更直觀地了解移相占空比Dps與傳輸功率P的關系，對式(7)進行標幺化處理。取基準值為nU1U2/(8fsL)，標幺化后Dps與P的關系如圖5所示。由圖5可以看出SPS下DAB的規(guī)律：傳輸功率P與移相占空比Dps的關系曲線類似正弦波；當Dps=0.5時，P最大；當Dps等于0或1時，P=0；當Dps>0.5時，P隨Dps的增大而增大；當Dps<小0.5時，P隨Dps的減小而減??；負向功率流和正向功率流的規(guī)律類似。這些規(guī)律對SPS-DAB的功率預測和參數(shù)設計具有重要參考意義。

圖5 SPS-DAB傳輸功率與占空比的關系

2 TCM-DAB原理與設計

2.1 TCM-DAB功率正向傳輸

2.1.1 TCM-DAB功率正向傳輸時的工作原理

為TCM-DAB功率從高壓側傳向低壓側設定開關時序，如圖6所示。圖中iL的波形和三角形相似，所以該控制方法為TCM；Ts為TCM-DAB的工作周期，U1和nU2分別為變壓器高壓側和低壓側折算到高壓側的電壓；占空比D1和D2分別為半個周期內(nèi)U1和nU2所持續(xù)的時間，移相占空比

D′2=D1-D2.

(8)

圖6 功率正向傳輸開關時序

參考對SPS-DAB的分析方法，首先畫出TCM-DAB的等效模型，結合圖6的開關時序，將1個周期分為以下幾個時段，其中死區(qū)時間電感上的電流為I0，并寫出相應時段電感上的電流如下：

(9)

D′2Ts≤t

(10)

iL(t)=iL(D1Ts)=I0,D1Ts≤t

(11)

全橋上下開關管的死區(qū)時間

(12)

結合式(9)—(12)可得

(13)

如圖7所示，1個周期內(nèi)TCM-DAB功率正向傳輸時各個時段的傳輸功率，在TCM-DAB功率正向傳輸功率時沒有出現(xiàn)任何功率回流，其傳輸功率表達式為

(14)

將式(13)代入式(14)可得

(15)

其中

(16)

占空比D2與傳輸功率P的關系為

(17)

同樣，TCM-DAB也是通過調(diào)整占空比D2來改變傳輸功率的大小和方向。其中，占空比D1能夠與占空比D2配合實現(xiàn)開關管的零電壓開通，以及小電流或零電流關斷。

圖7 TCM-DAB傳輸功率

2.1.2 TCM-DAB功率正向傳輸時工作模態(tài)分析

通過圖6對開關時序的分析，可將TCM-DAB功率正向傳輸?shù)墓ぷ髂B(tài)分為8個，如圖8所示。

圖8 功率正向傳輸工作模態(tài)

a)狀態(tài)1(0≤t

b)狀態(tài)2(tr≤t

c)狀態(tài)3(D′2Ts≤t

d)狀態(tài)4(D1Ts≤t

e)狀態(tài)5(Ts/2≤t

f)狀態(tài)6(Ts/2+tr≤t

g)狀態(tài)7(Ts/2+D′2Ts≤t

h)狀態(tài)8(Ts/2+D1Ts≤t

2.2 TCM-DAB功率反向流動

2.2.1 TCM-DAB功率反向傳輸時的工作原理

為TCM-DAB功率反向傳輸設定開關時序，如圖9所示，iL為電感L上的電流，U1/n為變壓器低壓側及高壓側折算到低壓側的電壓，占空比D1和D2分別為半個周期內(nèi)U1/n和U2所持續(xù)的時間，τ為iL下降到0的時間。

圖9 功率反向傳輸開關時序

利用TCM-DAB的等效模型，結合圖9所示的開關時序，將1個周期分為以下幾個時段并寫出相應時段電感上的電流iL：

(18)

D2Ts≤t

(19)

iL(t)=iL(D1Ts),D1Ts≤t

(20)

(21)

iL(t)=0,Ts/2-tr+τ≤t

(22)

τ小于死區(qū)時間tr，

(23)

結合式(19)和式(20)可得

(24)

1個周期內(nèi)TCM-DAB功率反向傳輸時各個時段的傳輸功率如圖10所示，可以看出在tr時間內(nèi)出現(xiàn)了很小一部分的功率回流。其中正向傳輸功率為P1，回流功率為P2，其表達式分別為：

(25)

(26)

結合式(25)和式(26)得整體的傳輸功率

P=P1-P2=

(27)

由式(27)可知

(28)

其中占空比D1、D2和在功率正向傳輸中的作用相同。

圖10 TCM-DAB反向傳輸功率

以(nU2-U1)TsU2/4L為基準值，對式(27)進行標幺化處理，能夠更加直觀地看出D2與P的關系，如圖11所示：P與D2的平方成正比關系；當D2=0.5時，P最大；當占空比D2=0時，P最小，也為0。這些規(guī)律對TCM-DAB的功率預測和參數(shù)設計具有參考意義。

2.2.2 TCM-DAB功率反向傳輸時工作模態(tài)分析

通過圖9中對開關時序的分析，可將TCM-DAB功率反向傳輸?shù)墓ぷ髂B(tài)分為8個，如圖12所示。

a)狀態(tài)1(0≤t

圖11 TCM-DAB功率P與占空比D2的關系

圖12 功率反向傳輸?shù)墓ぷ髂B(tài)

b)狀態(tài)2(D2Ts≤t

c)狀態(tài)3(D1Ts≤t

d)狀態(tài)4(Ts/2-tr≤t

e)狀態(tài)5(Ts/2≤t

f)狀態(tài)6(Ts/2+D2Ts≤t

g)狀態(tài)7(Ts/2+D1Ts≤t

h)狀態(tài)8(Ts-tr≤t

2.3 參數(shù)優(yōu)化

TCM-DAB設計要重點考慮電感的電流應力，結合TCM-DAB的等效模型和圖6可知，變壓器變比等于其原副邊電壓比時，無法滿足額定功率傳輸，即

(29)

TCM-DAB的電流峰值

(30)

結合式(14)可得

(31)

(32)

(33)

由以上分析構建基于軟開關的TCM-DAB雙環(huán)控制框圖，如圖13所示，其中Uin和Uout分別為輸入電壓和輸出電壓，Uref為與DAB輸出電壓比較的基準電壓，通過輸出電壓和電感電流閉環(huán)控制占空比D2，并根據(jù)式(13)求得D1的數(shù)值，實現(xiàn)DAB的軟開關，從而降低電路損耗。

圖13 TCM-DAB控制框圖

3 仿真與實驗

基于理論分析，進行小功率TCM-DAB功率正向傳輸?shù)尿炞C仿真和實驗。

3.1 電路仿真分析

在搭建實驗平臺之前用saber進行電路拓撲仿真，低壓側負載用1個功率相等的純阻性負載代替，具體參數(shù)如下：UHV=30 V，L=32 μH，ULV=20 V，fs=20 kHz，R=20 Ω，P=20 W。仿真結果如圖14所示：圖14(a)中實線和虛線分別為功率正向流動和反向流動的電感電流iL，電流峰值為1.2 A，電流變化與理論分析相同；圖14(b)為功率正向傳輸高壓側開關管S1的零電壓開通波形，實線是漏極和源極之間的電壓(30 V)，虛線為其柵極驅動電壓(15 V)；圖14(c)為功率反向傳輸高壓側開關管Q2的零電流關斷波形圖，實線為其柵極驅動電壓(15 V)，虛線為電感電流波形。

圖14 TCM-DAB功率傳輸仿真結果

3.2 實驗分析

搭建實驗平臺如圖15所示。

圖15 實驗平臺

4 結束語

經(jīng)過對TCM-DAB工作原理的分析和實驗驗證，可以看出TCM-DAB功率傳輸時只有低壓側1個橋臂上的2個開關管在大電流關斷時產(chǎn)生的損耗較大，其他開關管均以小電流關斷和零電壓開通，并且小電流關斷時，可以控制關斷電流的大小。所以TCM-DAB相對于移相式DAB來說可以獲得更高的效率。

圖16 實驗結果