陳昶文，武 榮

（蘭州空間技術(shù)物理研究所，蘭州 730000）

引 言

我國(guó)即將開展小天體探測(cè)、火星取樣返回和木星探測(cè)等深空探測(cè)任務(wù)。小天體探測(cè)的主要目標(biāo)是近地小行星和主帶彗星[1]，主帶小天體分布于火星和木星之間，距太陽(yáng)約2～4 AU[2]。離子電推進(jìn)由于其高比沖、工作點(diǎn)寬范圍可調(diào)的特點(diǎn)，是深空探測(cè)器上最具有優(yōu)勢(shì)的推進(jìn)系統(tǒng)之一[3]?！袄杳魈?hào)”（Dawn）和“隼鳥號(hào)”（Hayabusa）等深空探測(cè)器均采用了離子電推進(jìn)系統(tǒng)作為其主推進(jìn)系統(tǒng)，大大節(jié)省了發(fā)射重量和運(yùn)行成本[3-4]。

主帶小天體光強(qiáng)條件與近地小天體相比大幅度減弱，其光強(qiáng)在3.5 AU時(shí)約為地球軌道衛(wèi)星光強(qiáng)的0.08倍[2]。光強(qiáng)和溫度的寬范圍變化造成太陽(yáng)能電池陣輸出功率和電壓的寬范圍變化[5-6]，因此需要電推進(jìn)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)寬范圍多點(diǎn)工作[7]。蘭州空間技術(shù)物理研究所為小天體探測(cè)任務(wù)開發(fā)了300～10 000 W多工作模式的LIPS-300S和LIPS-400離子推力器[8-12]。

電源處理單元（Power Processing Unit，PPU）為離子推力器提供加熱、點(diǎn)火和離子加速所需要的各路電源，是電推進(jìn)系統(tǒng)穩(wěn)定工作的核心[3-4]。其中屏柵電源為推力器兩柵之間建立電場(chǎng)和氙離子加速提供電壓和功率，輸出電壓需達(dá)到1～2 kV，輸出功率需達(dá)到0.6～10 kW，處理了PPU 80%以上的功率，是PPU設(shè)計(jì)的關(guān)鍵[13-15]。

深空探測(cè)器一般采用非調(diào)節(jié)母線為電推進(jìn)PPU供電[12]。PPU的設(shè)計(jì)需同時(shí)滿足寬范圍一次母線電壓變化和推力器寬范圍供電需求，導(dǎo)致PPU等效功率容量增加、功率元器件應(yīng)力增加、體積重量增加以及工作效率降低。

本文針對(duì)寬范圍變化的衛(wèi)星母線及寬范圍的供電需求，論證屏柵電源的設(shè)計(jì)方案。屏柵電源主要技術(shù)指標(biāo)如下：

1）一次母線電壓范圍：60～110 V；

2）屏柵電源輸出電壓范圍：420～1 260 V，調(diào)節(jié)步進(jìn)為210 V；

3）屏柵電源輸出電流范圍：0.3～2.1 A，過流保護(hù)點(diǎn)為不小于1.2倍額定電流；

4）母線和負(fù)載調(diào)整率：≤ ± 5%。

1 國(guó)外深空探測(cè)PPU設(shè)計(jì)

國(guó)外深空探測(cè)器采用離子電推進(jìn)系統(tǒng)的經(jīng)典案例有日本的“隼鳥1號(hào)”（Hayabusa 1）和“隼鳥2號(hào)”（Hayabusa 2）探測(cè)器[16-20]，美國(guó)的“深空1號(hào)”（Deep Space 1）和“黎明號(hào)”（Dawn）探測(cè)器[21-25]。

“隼鳥2號(hào)”繼承“隼鳥1號(hào)”的電推進(jìn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)，PPU的母線電壓范圍為70～120 V，屏柵電源輸出電壓范圍為900～1 100 V，屏柵電流范圍為0.2～0.6 A，最大輸出功率660 W。屏柵電源占整個(gè)PPCU（Power Processing and Control Unit）總功率的70%，占體積的40%，為了達(dá)到整機(jī)效率高于85%，屏柵電源效率不能低于90%。

為提高屏柵電源變換器工作頻率和效率，降低PPU體積、重量和熱耗，屏柵電源采用2個(gè)移相全橋變換器串聯(lián)輸出，原理如圖1所示，變換器可工作在恒壓和恒流2種輸出模式。由于高壓二極管反向恢復(fù)時(shí)間的限制，開關(guān)頻率設(shè)置為40 kHz。

“黎明號(hào)”電推進(jìn)系統(tǒng)繼承和改進(jìn)“深空1號(hào)”探測(cè)器的設(shè)計(jì)。PPU母線電壓范圍為80～140 V，PPU輸出功率范圍為500～2 300 W，屏柵電壓范圍為650～1 100 V，屏柵電流范圍為0.5～1.8 A。由于屏柵電源處理了PPU 80%以上的功率，屏柵電源的效率對(duì)PPU整機(jī)性能影響巨大，屏柵電源在輸出功率、輸出電壓和輸入電壓方面的寬范圍變化，給屏柵電源的高性能設(shè)計(jì)帶來了重大挑戰(zhàn)。

為解決單模塊設(shè)計(jì)帶來的效率低、元器件應(yīng)力大和可靠性低等缺點(diǎn)，美國(guó)國(guó)家航空航天局（National Aeronautics and Space Administration，NASA）采用了多模塊串聯(lián)的設(shè)計(jì)方案，將功率分配至4個(gè)屏柵電源模塊，每個(gè)電源模塊輸出300 V/600 W，每個(gè)模塊采用脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）控制的移相全橋變換器。雖然增加了元器件數(shù)量，但是降低了元器件應(yīng)力，分散了元器件熱耗，提高了變換器在低電壓輸出下的效率，提高了產(chǎn)品的可靠性，原理如圖2所示。

圖1 “隼鳥號(hào)”PPU屏柵電源方案Fig.1 Beam power supply scheme of Hayabusa PPU

圖2 “黎明號(hào)”PPU屏柵電源方案Fig.2 Beam power supply scheme of Dawn PPU

NASA為4個(gè)屏柵模塊設(shè)計(jì)了優(yōu)化的控制策略。各模塊根據(jù)指令輸入和輸出電壓反饋調(diào)整輸出脈寬，當(dāng)?shù)谝粋€(gè)脈寬增加到100%以后，按順序增加后面模塊的輸出脈寬，直到達(dá)到所需的輸出電壓。在最大功率輸出時(shí)，前3個(gè)模塊工作于最大占空比，以最高效率運(yùn)行，第4個(gè)模塊工作于較小的脈寬狀態(tài)。為減小輸入和輸出紋波及濾波器的體積，4個(gè)模塊之間存在固定的相位偏移。當(dāng)其中一個(gè)模塊失效時(shí)，通過輸出端旁路，功率由冗余模塊提供，幾乎不影響屏柵電源的功能。

從國(guó)外技術(shù)方案途徑來看，屏柵電源為了降低元器件應(yīng)力，一般采用多模塊串聯(lián)的設(shè)計(jì)方案；屏柵電源單模塊的設(shè)計(jì)一般采用軟開關(guān)技術(shù)，以提高PPU整機(jī)的效率；為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)體積、重量和效率的優(yōu)化，采用了優(yōu)化的控制策略，如盡可能讓變換器工作于滿占空比以獲得最高的變換效率，以及模塊之間固定相移以抵消輸入和輸出紋波等。

實(shí)際PPU產(chǎn)品的開發(fā)除了考慮電路方案，還受限于功率半導(dǎo)體和集成電路等器件的可獲得性，以及高壓絕緣等工藝技術(shù)的支撐，需要結(jié)合具體情況進(jìn)行設(shè)計(jì)。

2 小天體探測(cè)器PPU屏柵電源

本項(xiàng)目中屏柵電源輸出分420、630、840、1 050和1 260 V共5檔可調(diào)，額定負(fù)載電流在0.3～2.1 A之間，過流保護(hù)點(diǎn)在最大額定輸出電流的1.2倍，即2.52 A，屏柵電源額定輸出功率為2 646 W，最大輸出功率為3 175 W。

屏柵電源的設(shè)計(jì)需要保證在最小輸入電壓下輸出最高電壓和最大功率，同時(shí)在最高輸入電壓下工作時(shí)元器件滿足電壓應(yīng)力降額。輸入輸出同時(shí)變化，造成變換器功率容量大大增加。母線輸入60 V時(shí)母線電流最大為56.9 A（轉(zhuǎn)換效率估計(jì)為93%），同時(shí)所有元器件需要滿足110 V下工作時(shí)的電壓應(yīng)力。得到屏柵電源的最大功率容量需達(dá)到6 259 W，約為實(shí)際最大輸出功率的2倍，如圖3所示。

圖3 屏柵電源功率容量設(shè)計(jì)Fig.3 Power capacity design of beam power supply

屏柵電源的設(shè)計(jì)難點(diǎn)和解決思路有：①在功率元器件選用受限的條件下元器件應(yīng)力設(shè)計(jì)問題，解決思路為將屏柵電源模塊分解為多個(gè)功率模塊，采用串聯(lián)的方式降低功率和電壓應(yīng)力；②一次母線電壓寬范圍變化，輸出電壓寬范圍變化造成的變換器體積重量增加和效率降低，解決思路為盡可能固定輸出電壓，讓變換器的調(diào)節(jié)只補(bǔ)償輸入的變化，使變換器的電壓應(yīng)力、頻率或占空比都處于合理的范圍，以取得較高的效率、可靠性和合理的重量；③串聯(lián)結(jié)構(gòu)中直接采樣輸出電壓引起的控制電路懸浮高壓的問題，解決此問題的思路為直接采樣總輸出電壓后隔離反饋，反饋信號(hào)按次序調(diào)節(jié)串聯(lián)的變換器，或者每個(gè)功率模塊采用輔助繞組反饋，輸出級(jí)采用開環(huán)策略，通過調(diào)整前級(jí)電路來穩(wěn)定輸出電壓；④PPU 1%的效率降低會(huì)帶來30～40 W的熱耗，高熱耗會(huì)降低產(chǎn)品的壽命和可靠性，解決思路為采用在大功率變換器上常用的移相全橋和全橋LLC等軟開關(guān)技術(shù)[23-24]，提高屏柵電源的變換效率，進(jìn)而提高PPU整機(jī)的效率。

2.1 屏柵電源功率分解

屏柵電源可以設(shè)計(jì)為2個(gè)功率模塊串聯(lián)和3個(gè)功率模塊串聯(lián)來實(shí)現(xiàn)。采用2個(gè)功率模塊串聯(lián)設(shè)計(jì)時(shí)，單模塊輸出電壓范圍為315～630 V可調(diào)節(jié)，單模塊額定最大輸出功率為1 323 W，如圖4所示，主要指標(biāo)如下：

1）輸入電壓范圍：60～110 V；

2）輸出電壓范圍：315～630 V；

3）負(fù)載電流范圍：0.3～2.1 A；

4）單模塊額定輸出功率：1 323 W。

圖4 采用兩個(gè)模塊設(shè)計(jì)屏柵電源時(shí)輸出電壓需要可調(diào)節(jié)輸出Fig.4 The output voltage needs to be adjustable when two modules are used to design the beam power supply

采用3個(gè)功率模塊串聯(lián)設(shè)計(jì)屏柵電源時(shí)，輸出電壓可以設(shè)計(jì)為420 V的2個(gè)固定模塊和1個(gè)210～420 V的可調(diào)模塊，每個(gè)模塊最大輸出功率為882 W，如圖5所示。固定輸出電壓以后，變換器的頻率或占空比調(diào)節(jié)只需要補(bǔ)償輸入母線的變化，能提高變換器的工作效率和減小元器件的應(yīng)力。采用3個(gè)模塊設(shè)計(jì)屏柵電源時(shí)，屏柵電源主要指標(biāo)如下：

1）輸入電壓范圍：60～110 V；

2）輸出電壓范圍：420 V或210～420 V；

3）負(fù)載電流范圍：0.3～2.1 A；

4）單模塊額定輸出功率：882 W。

2.2 屏柵電源單模塊方案

屏柵模塊可以采用單級(jí)變換和兩級(jí)變換方案，單級(jí)變換可以實(shí)現(xiàn)更高的效率，兩級(jí)變換可以適應(yīng)更寬的調(diào)節(jié)范圍。

單級(jí)變換方案有移相全橋和全橋LLC，移相全橋在變壓器初級(jí)串聯(lián)了諧振電感，全橋MOSFET在開關(guān)瞬間其輸出電容和諧振電感發(fā)生諧振，實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switch，ZVS）。移相全橋變換器的整體特性仍然符合脈寬調(diào)制變換器的規(guī)律，輸出端采用LC濾波，高壓整流管關(guān)斷時(shí)其等效結(jié)電容和變壓器漏感（含諧振電感）產(chǎn)生的振蕩在整流管兩端產(chǎn)生電壓尖峰，造成金屬-氧化物半導(dǎo)體效應(yīng)晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）存在開通電流尖峰、嚴(yán)重的電磁干擾，整流管開關(guān)損耗增加以及整流管選型困難等問題，是高壓電源設(shè)計(jì)中的難題。采用電容和二極管（Capacitors and Dual Diodes，CDD）無損緩沖電路能抑制高壓整流管關(guān)斷時(shí)的振蕩尖峰[28-30]。

全橋LLC變換器由于其優(yōu)異特性近年來獲得了廣泛的研究[31-33]。全橋LLC屬于串并聯(lián)諧振變換器（Series-Parallel Resonant Converter，SPRC），整流后采用電容濾波。全橋LLC高壓整流管能實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)（Zero Current Switching，ZCS），消除了關(guān)斷后的振蕩尖峰，降低了整流二極管和變壓器繞組的電壓應(yīng)力，在高電壓場(chǎng)合應(yīng)用能降低絕緣防護(hù)的成本或提高單模塊的輸出電壓。

兩級(jí)變換方案有BUCK + 全橋和BOOST + 全橋。采用BUCK或BOOST提供非隔離調(diào)整，采用全橋提供隔離以及電壓變換。由于全橋獲得了固定的輸入，沒有母線調(diào)整的影響，不需要調(diào)整頻率或脈寬，可以將全橋設(shè)計(jì)為開環(huán)工作的全橋。

全橋LLC由于始終工作于諧振頻率點(diǎn)，MOSFET和整流管均處于ZVS和ZCS開關(guān)狀態(tài)，具有較高的效率；同時(shí)全橋LLC高壓整流濾波電路簡(jiǎn)單，整流濾波電路最高電壓應(yīng)力等于輸出電壓，簡(jiǎn)化了高壓絕緣的設(shè)計(jì)。因此將屏柵電源兩級(jí)方案中開環(huán)全橋設(shè)計(jì)為定頻工作的全橋LLC。

2.3 采用2個(gè)模塊串聯(lián)的設(shè)計(jì)

2.3.1 移相全橋單級(jí)變換器

采用單級(jí)移相全橋變換器實(shí)現(xiàn)315～630 V可調(diào)電源時(shí)：變壓器匝比達(dá)到了1 : 10.5，高壓繞組匝數(shù)過多且電壓較高，采用分區(qū)繞制后變壓器漏感增加以及效率下降；額定輸出的占空比變化范圍需要達(dá)到0.29～0.9倍，在低電壓輸出時(shí)效率較低；由于CDD緩沖電路對(duì)輸出電感的旁路作用，在小占空比下占空比調(diào)節(jié)失去作用，不能達(dá)到設(shè)計(jì)的最低輸出電壓。綜上單級(jí)移相全橋不是合適的方案。

2.3.2 全橋LLC單級(jí)變換器

采用單級(jí)全橋LLC實(shí)現(xiàn)315～630 V可調(diào)電源時(shí)，綜合輸入輸出變化，電壓增益變化范圍需要達(dá)到1～3.14倍，超出了一般LLC變換器的能力范圍，不是合適的方案。

2.3.3 BUCK + 全橋兩級(jí)變換器

采用BUCK + 全橋LLC方案實(shí)現(xiàn)315～630 V可調(diào)電源時(shí)，BUCK變換器只能降壓。為了實(shí)現(xiàn)輸出315～630 V連續(xù)可調(diào)節(jié)，BUCK輸出電壓設(shè)計(jì)為30～60 V。全橋變換器按照1 : 10.5設(shè)計(jì)，升壓實(shí)現(xiàn)輸出315～630 V連續(xù)可調(diào)節(jié)。變換器最惡劣的情況是110 V輸入和滿載輸出，全橋30 V輸入時(shí)輸出661 W，60 V輸入時(shí)輸出1 323 W。對(duì)主要功率元器件的應(yīng)力作進(jìn)行分析，結(jié)果如表1所示。

表1 BUCK + 全橋設(shè)計(jì)的315～630 V輸出模塊的主要參數(shù)Table 1 Main parameters of 315～630 V output module for Buck + full bridge design

從以上參數(shù)可見，此方案中：元器件的電流應(yīng)力大大超出了目前常用宇航MOSFET、整流管的電流降額范圍；MOSFET需要采用3只并聯(lián)工作，驅(qū)動(dòng)難度大，電路復(fù)雜，可靠性降低；大電流變壓器和電感器的生產(chǎn)工藝性降低，造成PPU整體可靠性降低。因此方案不可行。

2.3.4 BOOST + 全橋兩級(jí)變換器

采用BOOST + 全橋方案實(shí)現(xiàn)315～630 V可調(diào)電源時(shí)，BOOST變換器只能升壓，為了滿足實(shí)現(xiàn)輸出315～630 V連續(xù)可調(diào)節(jié)，BOOST輸出電壓需要在110～221 V之間調(diào)節(jié)，BOOST和全橋電路需要采用耐壓為400 V及以上的大功率MOSFET。由于目前宇航領(lǐng)域200 V以上的大功率MOSFET選擇受限，因此方案不可行。

2.4 采用3個(gè)模塊串聯(lián)的設(shè)計(jì)

2.4.1 移相全橋單級(jí)變換器

采用移相全橋?qū)崿F(xiàn)輸入從60～110 V變化、輸出固定420 V的電源時(shí)，由于母線電壓變化了1.83倍，整流管的電壓應(yīng)力會(huì)相應(yīng)變化1.83倍。在420 V輸出時(shí)，若采用單個(gè)橋式整流，整流管的應(yīng)力由于最大可用占空比和二極管振蕩尖峰的作用，整流管最小電壓應(yīng)力約為550 V。母線變化1.83倍后，整流管應(yīng)力將變?yōu)? 006.5 V。超出了1 200 V高壓整流管的降額使用要求。因此輸出420 V需要采用2個(gè)整流橋電路串聯(lián)，將整流管應(yīng)力降至約503 V，如圖6所示。

圖6 屏柵電源移相全橋變換方案原理示意圖Fig.6 Schematic diagram of beam power supply phase shifting full bridge transformation scheme

采用上述方案設(shè)計(jì)屏柵電源時(shí)仍然存在的問題有：①為滿足輔助繞組采樣帶來的負(fù)載調(diào)整率差的問題，移相全橋變換器需要滿足在0.3 A輸出時(shí)，輸出濾波電感器仍然保持連續(xù)模式，需要兩只1.2 mH/2.1 A的電感器，但電感器的體積和重量難以接受；②由于采用了2套整流濾波電路及鉗位電路，導(dǎo)致高壓整流管和高壓電感數(shù)量翻倍，增加了絕緣防護(hù)的難度和整機(jī)重量。綜合來看，移相全橋拓?fù)洳⒉贿m合寬范圍輸入高壓電源的設(shè)計(jì)。

2.4.2 全橋LLC單級(jí)變換器

全橋LLC電路采用變頻控制，高壓輸出電路采用電容濾波，不需要高壓差模電感，整流二極管工作于ZCS狀態(tài)，整流管和變壓器繞組的最大電壓應(yīng)力等于輸出電壓，解決了移相全橋上存在的問題，原理圖如圖7所示。

圖7 全橋LLC變換器原理圖Fig.7 Schematic diagram of full bridge LLC converter

采用全橋LLC實(shí)現(xiàn)420 V電源時(shí)，由于母線變化1～1.83倍，全橋LLC需要提供1.83倍的增益。為了減小磁性件的體積，一般將開關(guān)頻率限制在0.5～1倍諧振頻率之間。設(shè)計(jì)全橋LLC變換器參數(shù)，對(duì)工作參數(shù)開展仿真驗(yàn)證，結(jié)果如圖8所示，圖8中Vout為輸出電壓，Io為輸出電流，ICr為諧振電容電流。

圖8 全橋LLC變換器仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of full bridge LLC converter

通過仿真結(jié)果，單級(jí)全橋LLC變換器的變壓器初級(jí)電流峰值達(dá)到了29.8 A，對(duì)于200 V電壓的MOSFET來講電流應(yīng)力過大；其次，全橋LLC在50～100 kHz的范圍變頻工作，采用輔助繞組采樣時(shí)，輔助繞組電壓不能線性跟隨輸出電壓，造成負(fù)載調(diào)整率和母線調(diào)整率得不到滿足，單級(jí)全橋LLC拓?fù)洳荒軡M足屏柵電源的要求。

2.4.3 BUCK + 全橋LLC兩級(jí)變換器

采用BUCK + 全橋LLC實(shí)現(xiàn)420 V輸出的電源時(shí)，BUCK變換器只能降壓，按照最大占空比為0.97設(shè)計(jì)，BUCK輸出電壓為58 V。BUCK + 全橋中，由于全橋輸入電壓變低，可以選用電壓等級(jí)更低，漏源電流更大的MOSFET，原理圖如圖9所示。

圖9 BUCK + 全橋原理圖Fig.9 Schematic diagram of Buck + full bridge topology

BUCK + 全橋電路的設(shè)計(jì)參數(shù)如表2所示，仿真驗(yàn)證結(jié)果如圖10所示。得到全橋MOSFET電流峰值為26.5 A，有效值為18.74 A。由于全橋輸入電壓最高限制為60 V，可以選用100 V電壓等級(jí)的功率MOSFET，其漏源電流相比200 V電壓等級(jí)的MOSFET更大，解決了電流應(yīng)力問題。BUCK + 全橋變換器各項(xiàng)參數(shù)均在可接受的范圍之內(nèi)，是一種可行的方案。

表2 880 W BUCK + 全橋屏柵模塊設(shè)計(jì)參數(shù)Table 2 Design parameters of 880 W buck + full bridge grid module

圖10 880 W BUCK + 全橋屏柵電源仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results of 880 W buck + full bridge beam power supply

2.4.4 BOOST + 全橋LLC兩級(jí)變換器

采用BUCK + 全橋LLC實(shí)現(xiàn)420 V電源時(shí)，BOOST變換器只能升壓，BOOST輸出電壓選擇為最大輸入電壓，即110 V，變換器原理圖如圖11所示。

圖11 BOOST + 全橋方案原理圖Fig.11 Schematic diagram of boost + full bridge scheme

BOOST + 全橋電路的設(shè)計(jì)參數(shù)如表3所示，仿真驗(yàn)證結(jié)果如圖12所示。由圖12可知，得到全橋MOSFET電流峰值為13.55 A，有效值為9.58 A。由于全橋輸入電壓最高限制為110 V，可以選用200 V電壓等級(jí)的功率MOSFET，其漏源電壓和電流均滿足一級(jí)降額。因此BOOST + 全橋變換器各項(xiàng)參數(shù)均在可接受的范圍之內(nèi)，是一種可行的方案。

表3 880 W BOOST + 全橋屏柵模塊設(shè)計(jì)參數(shù)Table 3 Design parameters of 880 W boost +full bridge grid module

圖12 880 W BOOST + 全橋屏柵變換器仿真結(jié)果Fig.12 Simulation results of 880 W boost + full bridge beam power supply

2.5 屏柵電源的整體設(shè)計(jì)

BUCK + 全橋和BOOST + 全橋從性能指標(biāo)、元器件應(yīng)力和元器件選型方面均能滿足屏柵電源模塊的設(shè)計(jì)要求。由于BOOST + 全橋，全橋輸入電壓更高，變換效率更高，因此針對(duì)2個(gè)420 V固定輸出的模塊采用BOOST + 全橋LLC的方案，以提高整個(gè)變換器的效率。BOOST + 全橋變換器方案不能實(shí)現(xiàn)輸出電壓連續(xù)調(diào)節(jié)，針對(duì)1個(gè)模塊210～420 V可調(diào)的需求，將其設(shè)計(jì)為BUCK + 全橋LLC方案，BUCK輸出及全橋輸入電壓為30～58 V，全橋輸出電壓為210～420 V。綜上，屏柵電源方案如圖13所示。

圖13 屏柵電源原理框圖Fig.13 Schematic diagram of beam power supply

3 屏柵電源設(shè)計(jì)驗(yàn)證

針對(duì)屏柵電源模塊的兩種備選方案，BUCK + 全橋和BOOST + 全橋，按照前文設(shè)計(jì)參數(shù)，搭建了實(shí)物電路。對(duì)方案可行性和關(guān)鍵指標(biāo)開展驗(yàn)證。工作波形如圖14和圖15所示，IL為BUCK或BOOST電感電流；VO為BUCK或BOOST輸出電壓；IP為全橋LLC變壓器初級(jí)電流波形。工作波形表明BUCK + 全橋LLC或BOOST +全橋LLC模塊實(shí)現(xiàn)了設(shè)計(jì)的功能，電路工作穩(wěn)定。

圖14 BUCK + 全橋變換器工作波形（BUCK輸出58 V，全橋輸出420 V/2.1 A）Fig.14 Working waveform of Buck + full bridge converter（BUCK output 58 V，full bridge output 420 V/2.1 A）

圖15 BOOST + 全橋變換器工作波形（BOOST輸出110 V，全橋輸出420 V/2.1 A）Fig.15 Working waveform of boost + full bridge converter（boost output 110 V，full bridge output 420 V/2.1 A）

圖16 1 kW BOOST + 全橋LLC和BUCK + 全橋效率曲線對(duì)比Fig.16 Comparison of efficiency curves of 1 kW boost +full bridge LLC and buck + full bridge

屏柵電源模塊按照420 V/2.1 A額定狀態(tài)輸出時(shí)，BUCK + 全橋和BOOST + 全橋模塊的效率曲線對(duì)比如圖16所示。結(jié)果表明BOOST + 全橋模塊在效率方面具有約1.5%的優(yōu)勢(shì)，能減少PPU熱耗30～46 W，能有效緩解熱設(shè)計(jì)的壓力。因此整機(jī)采取的2個(gè)BOOST + 全橋固定模塊和1個(gè)BUCK + 全橋可調(diào)模塊的方案兼顧了效率和性能，配置合理。

4 結(jié) 論

針對(duì)小天體探測(cè)離子電推進(jìn)PPU寬范圍輸入和寬范圍輸出屏柵電源的方案設(shè)計(jì)論證和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，得出以下結(jié)論：

1）采用優(yōu)化的模塊分解，將輸出電壓固定，使變換器的脈寬或頻率的調(diào)節(jié)只補(bǔ)償輸入電壓的變化，能有效降低元器件應(yīng)力，優(yōu)化變換器工作點(diǎn)效率，提高變換器的可靠性；

2）移相全橋和全橋LLC在設(shè)計(jì)寬范圍輸入變換器時(shí)存在功率元器件電壓或電流應(yīng)力高的問題，導(dǎo)致功率半導(dǎo)體器件選型困難、磁性元器件加工困難以及變換器可靠性降低；

3）采用BUCK或BOOST + 全橋的兩級(jí)拓?fù)浞桨?，且全橋采用開環(huán)LLC，能簡(jiǎn)化高壓整流電路的應(yīng)力，同時(shí)適應(yīng)寬范圍輸入和輸出，在元器件應(yīng)力、變換效率和可靠性應(yīng)用方面取得了較好的折衷，是寬范圍輸入輸出屏柵電源的優(yōu)選方案。