郭 語，鞠全勇

(金陵科技學(xué)院機電工程學(xué)院，江蘇 南京 211169)

隨著電機技術(shù)的發(fā)展，永磁同步電機(PMSM)替代有刷電機已經(jīng)成為主流趨勢。近些年，針對PMSM的驅(qū)動控制方法在各行各業(yè)進(jìn)行了廣泛的研究[1-4]。充分發(fā)揮PMSM的優(yōu)勢，提高電機的控制效果一直是主要研究熱點之一[5-6]。矢量控制結(jié)合空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)是PMSM的主流控制方式[7-8]，但傳統(tǒng)的SVPWM調(diào)制是在采集三相電流、經(jīng)過坐標(biāo)變換后再通過電壓矢量合成實現(xiàn)的[9]，這種方式需要利用電流傳感器采集電流，并經(jīng)過Clark變換、Park變換和Park逆變換進(jìn)行電流環(huán)控制，因此會增加硬件成本和軟硬件的復(fù)雜度。

本文采用波形描述方法，預(yù)先生成一個電周期的SVPWM調(diào)制波形數(shù)據(jù)表，利用速度閉環(huán)輸出調(diào)制電壓幅值，結(jié)合查表法實現(xiàn)等效SVPWM調(diào)制控制。

1 傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制原理

傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制一般是基于電流檢測并結(jié)合矢量控制實現(xiàn)的，圖1為典型的PMSM速度閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖。采集三相電流，并經(jīng)過Clark變換和Park變換得到q軸電流Iq和d軸電流Id，然后分別與設(shè)定值比較計算誤差值，經(jīng)過Park逆變換轉(zhuǎn)化為兩相靜止參考坐標(biāo)系中的電壓Uα和Uβ，最后通過SVPWM調(diào)制輸入三相逆變器從而實現(xiàn)電機驅(qū)動控制。

圖1 PMSM速度閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖

傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制方法一般基于電壓源型三相逆變器實現(xiàn)，其原理如圖2所示。每一相在同一時刻只有一個橋臂會導(dǎo)通，設(shè)開關(guān)狀態(tài)組合Sx=[S1,S2,S3]，其中S1,S2,S3分別表示上橋臂的開關(guān)狀態(tài)，0為斷開，1為導(dǎo)通，則不同的開關(guān)狀態(tài)可形成8種組合，對應(yīng)8種電壓空間矢量。

圖2 三相逆變器示意圖

將一個電周期劃分為6個扇區(qū)，每60°為一個扇區(qū)。磁鏈空間矢量可以等效為電壓空間矢量的積分[10]，SVPWM的思想是控制參考電壓空間矢量Uref的軌跡為圓形，從而形成圓形磁場。將Uref分解為靜止參考坐標(biāo)系中的電壓Uα和Uβ，再通過SVPWM算法計算得到電機的三相端電壓，各相端電壓均為含有三次諧波的馬鞍波，具體技術(shù)原理可參閱文獻(xiàn)[11]，本文不再贅述。

2 等效SVPWM調(diào)制方式

為了降低軟硬件的復(fù)雜度和成本，本文利用波形生成器預(yù)先在軟件中生成一個電周期的端電壓波形數(shù)據(jù)表，通過查表法結(jié)合速度閉環(huán)控制的方式實現(xiàn)PMSM的速度控制，控制框圖如圖3所示。圖中ωref為設(shè)定轉(zhuǎn)速，ωfed為實際轉(zhuǎn)速，UAmp為端電壓幅值，θ為轉(zhuǎn)子當(dāng)前位置角度。角度傳感器為增量式光電編碼器，采用M/T法測量電機轉(zhuǎn)速，DC為24 V直流電源，電機為四對極三相PMSM。

圖3 等效SVPWM調(diào)制速度控制框圖

2.1 位置與轉(zhuǎn)速計算

根據(jù)當(dāng)前轉(zhuǎn)速，預(yù)設(shè)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)過30°電角度所用時間T為轉(zhuǎn)速計算周期，設(shè)T時間內(nèi)測得輸出脈沖數(shù)為N，編碼器每圈輸出脈沖數(shù)為M，對轉(zhuǎn)子位置角度θ及轉(zhuǎn)速ωfed進(jìn)行計算，則有：

(1)

(2)

式中：θ0為上一次采樣位置角度。

2.2 波形生成器

利用WaveStar軟件對傳統(tǒng)SVPWM所生成的馬鞍波進(jìn)行分解分析，可知波形中含有的主要分量為3次諧波，幅值為基波的21.45%，則等效SVPWM波形電壓可表示為：

UTab=sinθ+0.214 5sin(3θ)+Udc/2

(3)

式中：Udc為直流電源電壓；θ取值為0°～360°，控制程序中以1°為間隔取值，形成360個數(shù)據(jù)的電壓波形描述表。

利用角度傳感器結(jié)合式(1)、(2)得到轉(zhuǎn)子位置角度θ和轉(zhuǎn)速ωfed，通過速度環(huán)PI(比例、積分)控制器得到所需馬鞍波端電壓的幅值UAmp。將轉(zhuǎn)子位置角度和電壓幅值輸入波形描述表，輸出得到三相相差為120°的等效SVPWM調(diào)制波形，如圖4所示，圖中U、V、W分別表示輸入給電機的U相、V相、W相端電壓，A點為U相端電壓最大幅值處。

圖4 三相端電壓目標(biāo)波形

本文采用ELMOS公司出品的E523.05單片機作為主控芯片實現(xiàn)PMSM的等效SVPWM調(diào)制控制。該型單片機主頻為48 MHz，MOS管驅(qū)動頻率為16 kHz，采用中心對稱方式生成脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)波形，則PWM模塊對應(yīng)的計數(shù)器最大值為：

PWMPRD=48 000 000/16 000/2=1 500

以圖4中的A點為例，設(shè)其對應(yīng)的轉(zhuǎn)子位置角度為θU，所需電壓幅值為UAmp，控制程序通過PWM模塊比較器生成上下互補的兩路PWM驅(qū)動信號。同時，為了防止上下MOS管直通，加入1 μs的死區(qū)時間td。輸出的U相PWM波形如圖5所示。

圖5 U相PWM波形

V、W兩相分別與U相相差120°、240°，轉(zhuǎn)子位置角度分別為(θU-120°)和(θU-240°)，查表得到兩相所需電壓，PWM波形輸出與U相同理。基于等效SVPWM調(diào)制的速度閉環(huán)控制流程圖如圖6所示。

圖6 速度閉環(huán)控制流程圖

3 實驗驗證

為了驗證本文所提方法的正確性，搭建了三相PMSM控制系統(tǒng)，如圖7所示。設(shè)定電機轉(zhuǎn)速為2 400 r/min，以16 kHz的頻率驅(qū)動電機，DC為24 V穩(wěn)壓電源。由于電機是感性負(fù)載，會導(dǎo)致相電流滯后于端電壓，實際控制時，速度環(huán)輸出的調(diào)制波形幅值相位需要前移一個超前角。通過多次標(biāo)定實驗發(fā)現(xiàn)，當(dāng)轉(zhuǎn)速為2 400 r/min時，超前角取值27°可使電機具有最高效率。

圖7 PMSM控制系統(tǒng)

利用示波器測量U相端電壓，同時對該相端電壓濾波，結(jié)果如圖8所示。可以看出，濾波后的電壓為標(biāo)準(zhǔn)的馬鞍波，與理論所需波形一致。圖9所示為三相濾波后的端電壓輸出波形，從圖中可以看出三相端電壓均為馬鞍波，且相位相差為120°，與理論一致。圖10所示為三相逆變器上橋MOS管輸出波形，驅(qū)動頻率為16 kHz。圖11所示為U相端電壓和相電流輸出波形，從圖中可以看出，相電流波形為正弦波，正弦性較高，表明本文所提方法可實現(xiàn)PMSM的穩(wěn)定運行。

圖8 U相端電壓及濾波后的電壓

圖9 三相端電壓濾波后波形

圖10 三相上橋臂MOS管輸出

圖11 U相端電壓及相電流

4 結(jié)論

本文提出了一種等效SVPWM調(diào)制方法，并通過實驗進(jìn)行了驗證，得到結(jié)論如下：

1)軟件內(nèi)部預(yù)置SVPWM調(diào)制波形，通過速度環(huán)輸出作為調(diào)制波形電壓幅值，無需采集三相電流進(jìn)行坐標(biāo)變換，降低了硬件成本和軟硬件復(fù)雜度。

2)方法具有可行性和有效性，電機相電流正弦度較高，電機可以實現(xiàn)穩(wěn)定運行。