魯思兆，劉婭奇，鄧曉婷，邵雨濛，吳遠(yuǎn)密

(1.昆明理工大學(xué) 電力工程學(xué)院，云南 昆明650500；2.云南電網(wǎng)有限責(zé)任公司西雙版納供電局，云南 西雙版納666100)

配電網(wǎng)作為電力系統(tǒng)的末端，其運行質(zhì)量直接關(guān)系到電力用戶的切身利益[1]，因此在配電網(wǎng)規(guī)劃中選擇合適的電壓等級至關(guān)重要，配電網(wǎng)的電壓等級需要隨著用電負(fù)荷的變化不斷進(jìn)行調(diào)整和改進(jìn)[2]。目前我國中高壓配電網(wǎng)采用的電壓等級為10 kV，然而隨著國民經(jīng)濟(jì)的快速增長，在一些電力負(fù)荷較大的地區(qū)，若繼續(xù)沿用10 kV電壓等級的配電網(wǎng)，會造成供電能力不足、電能質(zhì)量低、線路數(shù)目增加、占用空間大等問題[3]。鑒于10 kV中壓配電網(wǎng)存在的局限性，20 kV電壓等級的配電網(wǎng)逐漸得到廣泛關(guān)注，并在國內(nèi)外部分地區(qū)實現(xiàn)了實際應(yīng)用[4]。與10 kV相比，采用20 kV電壓等級的配電網(wǎng)具有提高配電線路的送電能力、提高供電質(zhì)量和合理控制成本等突出優(yōu)勢[3-4]。因此，針對不同密度的負(fù)荷，采用10 kV/20 kV混合配電網(wǎng)對用戶進(jìn)行供電，可確保電網(wǎng)的安全、經(jīng)濟(jì)和高效運行[5]。

另一方面，隨著經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，能源短缺以及資源浪費問題日益加重，如何開發(fā)新能源應(yīng)對能源危機是電力行業(yè)亟需解決的問題[6-7]。近年來，我國積極推進(jìn)能源革命，可再生能源發(fā)電得到快速發(fā)展，大量分布式能源接入到配電網(wǎng)中[8]。目前配電網(wǎng)中電壓的變換主要依賴傳統(tǒng)工頻變壓器，雖然傳統(tǒng)工頻變壓器具有可靠性高、成本低、效率高等優(yōu)點[9]，但也存在一些不足[10]，如無法實現(xiàn)故障隔離、功率調(diào)節(jié)等功能。隨著越來越多的光伏、風(fēng)能等分布式新能源接入配電網(wǎng)，基于電力電子變換器的交直流變換環(huán)節(jié)多，依賴傳統(tǒng)工頻變壓器的配電網(wǎng)在一些特定場合逐漸無法滿足電力系統(tǒng)調(diào)度的要求。對于存在分布式能源接入且由不同電壓等級組成的混合配電網(wǎng)來說，采用具有多個電壓等級和多個端口的電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)來實現(xiàn)可再生能源的高效消納以及電能的靈活調(diào)度，是未來配電網(wǎng)的發(fā)展趨勢。

由此可見，大規(guī)模的分布式發(fā)電推動了先進(jìn)電力電子技術(shù)在電網(wǎng)中的發(fā)展和應(yīng)用[11]。PET是由電力電子功率器件和高頻變壓器組成的多端口電力電子變換器，其功能不僅包括傳統(tǒng)工頻變壓器所具備的電壓變換、電氣隔離等，還可以實現(xiàn)故障隔離以及功率流控制等功能[12]?；赑ET的交直流混合配電網(wǎng)可以實現(xiàn)可再生能源的靈活接入，提高能源利用效率，實現(xiàn)可再生能源的充分消納[13]。目前，國內(nèi)外相關(guān)的研究機構(gòu)和學(xué)者對PET開展了大量研究，完成了試驗樣機的研制并掛網(wǎng)運行[11]。為滿足電網(wǎng)電壓等級和電力系統(tǒng)容量的要求，PET一般采用多級結(jié)構(gòu)，需要采集和控制的變量多，控制系統(tǒng)比較復(fù)雜。隨著子模塊數(shù)目增多，PET的體積和成本相應(yīng)增加，阻礙了其推廣應(yīng)用[14-16]。

PET根據(jù)電能變換的級數(shù)，可分為單級式(AC/AC)、兩級式(AC/DC/AC)和三級式(AC/DC-DC/AC)結(jié)構(gòu)[17-18]。三級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)無直接的AC/AC電路，濾波電路比較簡單，且端口類型比較多，可實現(xiàn)電力系統(tǒng)的無功功率補償、電壓跌落補償?shù)?，因此具有非常廣闊的應(yīng)用場景。

在三級式PET結(jié)構(gòu)中，第一級AC/DC變換拓?fù)洳捎眉壜?lián)H橋(cascaded H-bridge，CHB)變換器、中點箝位型(neutral point clamped，NPC)變換器、模塊化多電平變換器(modular multilevel converter，MMC)等結(jié)構(gòu)?；贑HB的變換器一般不具備高壓直流端口，這使其無法接入較遠(yuǎn)距離的可再生能源端口或者交直流混合配電網(wǎng)的高壓直流端口[19]。NPC變換器在結(jié)構(gòu)上所需的電容較少，功率密度高于CHB型和MMC型變換器，但是NPC結(jié)構(gòu)不具備模塊化特征，且電容電壓均衡比較復(fù)雜。MMC在結(jié)構(gòu)上具有高度模塊化、易于拓展和容易實現(xiàn)冗余容錯控制等特征，同時可提供高壓直流端口；然而，受功率器件耐壓限制，MMC采用的子模塊數(shù)目較多，導(dǎo)致變換器成本高、功率密度低。在三級式PET中，高壓級變流器功率模塊數(shù)量多，占用空間大，是制約PET功率密度提高的最主要障礙[20]。

基于以上分析，本文以減少PET的功率子模塊數(shù)和提高PET高壓側(cè)直流電壓利用率為目標(biāo)，提出面向10 kV/20 kV混合配電網(wǎng)的五端口PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并分析了所提出拓?fù)涞墓ぷ髟砗蛿?shù)學(xué)模型，提出相應(yīng)的控制方法并進(jìn)行仿真驗證。

1 面向10 kV/20 kV混合配電網(wǎng)的五端口PET拓?fù)?/h2>

本文所提新型五端口PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括±15 kV高壓直流端口、20 kV交流端口、10 kV交流端口、低壓直流端口和低壓交流端口。所提出的PET采用三級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，高壓級采用基于半橋子模塊的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，隔離級由多個串入并出的隔離型DC/DC變換器組成，低壓級為三相全橋逆變器。在該拓?fù)渲校邏褐绷鞫丝陔妷簽椤?5 kV，高壓交流端口電壓為10 kV和20 kV，低壓直流端口電壓為700 V，低壓交流端口的電壓為380 V。圖1中，20 kV交流端口采用三相六橋臂MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，10 kV交流端口采用三相四橋臂MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，有效減少了PET所需的功率模塊數(shù)。其中，i、e分別為輸出電流和電網(wǎng)電動勢，下標(biāo)a、b、c，A、B、C以及U、V、W分別表示三相。

傳統(tǒng)MMC為三相六橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，三相共有6個橋臂，每個橋臂由N個子模塊串聯(lián)而成，上下2個橋臂通過緩沖電感連接成一相[21]。為減少MMC的橋臂數(shù)和子模塊個數(shù)，有學(xué)者提出三相四橋臂MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[22]，其中兩相與傳統(tǒng)三相六橋臂MMC相同，第三相由若干個電容串聯(lián)構(gòu)成。以每個橋臂采用N個半橋子模塊，輸入相同直流電壓Udc為例，表1列出了三相六橋臂MMC和三相四橋臂MMC需要采用相關(guān)器件數(shù)對比。

圖1 面向10 kV/20 kV混合配電網(wǎng)的五端口PET拓?fù)銯ig.1 Five-port PET topology for 10 kV / 20 kV hybrid distribution network

表1 三相六橋臂MMC與三相四橋臂MMC的對比Tab.1 Comparisons of three-phase six-arm MMC and three-phase four-arm MMC

2 新型PET控制方法

新型PET具有5個端口，需結(jié)合各個端口的電路結(jié)構(gòu)特點實現(xiàn)對功率流的動態(tài)控制。高壓級10 kV交流端口采用三相四橋臂MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電路結(jié)構(gòu)不對稱，控制自由度減少，使得控制難度提高。此外，在對MMC進(jìn)行控制時，要避免出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象，保證PET輸出的電能質(zhì)量。因此，新型五端口PET的控制主要包括：10 kV側(cè)三相四橋臂MMC控制、20 kV側(cè)三相六橋臂MMC控制、隔離級控制和逆變級的控制。

2.1 10 kV側(cè)三相四橋臂MMC的控制

三相四橋臂MMC的電路結(jié)構(gòu)不對稱，而電力系統(tǒng)中的三相電網(wǎng)為對稱系統(tǒng)，因此需要根據(jù)三相四橋臂MMC的特點對其進(jìn)行控制。三相四橋臂MMC的A、B相由多個功率子模塊通過橋臂電感串聯(lián)得到，C相由隔離級的輸入電容串聯(lián)得到，僅有A、B相的電壓是可控的，故10 kV側(cè)三相四橋臂MMC控制的關(guān)鍵點在于如何通過控制A、B相電壓實現(xiàn)對三相系統(tǒng)的控制[23]。

2.1.1 三相四橋臂MMC的數(shù)學(xué)模型

為了研究三相四橋臂MMC的控制方法，首先分析其數(shù)學(xué)模型。圖2所示為三相四橋臂MMC的三相等效電路圖。圖中各符號含義見本節(jié)具體分析。

A、B相的上、下橋臂由N個半橋子模塊串聯(lián)得到，上下橋臂則通過中間帶抽頭的電感進(jìn)行連接，C相由N個電容串聯(lián)而成。圖2(a)中，Udc為直流側(cè)電壓，ux為x(x=A,B)相輸出電壓，ix為x相輸出電流，upx、unx為上下橋臂子模塊輸出電壓，ipx、inx為上下橋臂電流，Lpx、Lnx和M分別為上下橋臂自感和互感，Rpx、Rnx為電阻，icir為循環(huán)電流。根據(jù)文獻(xiàn)[24]，忽略橋臂電阻并假設(shè)2個繞組的耦合系數(shù)為1(即自感和互感相等)，可推導(dǎo)得到以下關(guān)系式：

圖2 三相四橋臂MMC的數(shù)學(xué)模型 Fig.2 Mathematical model of three-phase four-arm MMC

(1)

ix=ipx-inx,

(2)

(3)

忽略橋臂電阻，在理想情況下，C相電容電壓的直流分量可表示為：

(4)

(5)

式中ucap為C相每個電容的電容電壓。

2.1.2 三相四橋臂MMC的系統(tǒng)級控制

在三相對稱系統(tǒng)中，三相電網(wǎng)相電壓ua、ub、uc的相位差為120°，由于三相四橋臂MMC的C相電壓uC不可控，故考慮將C相輸出相電壓抵消為0。在每相輸出相電壓參考值上疊加1個幅值與C相電網(wǎng)電壓幅值相同、相位相反的共模電壓uz，最終C相輸出相電壓可抵消為0，具體實現(xiàn)方法如式(6)—式(8)：

(6)

uz=-|uc|=-Umsin(ωt-240°).

(7)

(8)

式中：Um為基波調(diào)制波幅值；t為時間；ω為角頻率。

圖3 兩相60°控制方法原理圖Fig.3 Diagram of two-phase 60° control method

2.1.3 三相四橋臂MMC的電流控制

圖4 三相四橋臂MMC的無差拍電流控制框圖Fig.4 Deadbeat current control block diagram of three-phase four-arm MMC

2.1.4 MMC的子模塊電容電壓控制

MMC的每個橋臂由多個半橋子模塊串聯(lián)而成，子模塊電容值不一致、功率管導(dǎo)通時間不一致以及橋臂間的功率脈動等都會造成電容電壓不平衡，嚴(yán)重時會威脅到三相四橋臂MMC的安全運行，因此要對子模塊電容電壓進(jìn)行控制。三相四橋臂MMC的電容電壓平衡控制一般可以分為平均控制和平衡控制。平均控制用于控制整個橋臂的電壓，使得子模塊電容電壓的直流分量之和與直流側(cè)母線電壓相等，即控制直流輸入功率等于交流輸出功率；平衡控制用于實現(xiàn)不同子模塊的電容電壓相等，避免出現(xiàn)子模塊電容電壓不一致的情況。

2.2 20 kV側(cè)的三相六橋臂MMC的控制

對于三相六橋臂MMC，采用常規(guī)正弦波調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)時，其輸出的交流電壓基波最大幅值與直流電壓之比(即直流電壓利用率為0.866)。10 kV/20 kV五端口PET直流側(cè)電壓等級為±15 kV，而三相六橋臂MMC的高壓交流側(cè)電壓等級為20 kV，此時的直流電壓利用率為0.943，超出了常規(guī)SPWM的范圍；因此需要采用改進(jìn)的調(diào)制策略，避免出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象。

基于以上分析，在常規(guī)SPWM波中注入三次諧波，使調(diào)制波變?yōu)榘靶尾ǎ谥绷麟妷阂欢ǖ臈l件下提高輸出交流電壓幅值，從而提高直流電壓利用率[25]。調(diào)制波注入三次諧波后，因疊加的三次諧波相位、幅值大小相等，為零序分量，輸出線電壓中的三次諧波能被相互抵消，使得輸出線電壓仍為正弦波。所以，針對本文提出的10 kV/20 kV五端口PET高壓側(cè)三相六橋臂MMC，采用注入三次諧波的調(diào)制策略，提高直流電壓利用率。

采用載波移相調(diào)制時，三相六橋臂MMC上橋臂調(diào)制波取反后即可得到下橋臂調(diào)制波。設(shè)U、V、W三相上橋臂調(diào)制參考電壓分別為：

(9)

則可以得到注入三次諧波后的三相調(diào)制參考電壓表達(dá)式為：

(10)

式中k為注入三次諧波的幅值系數(shù)，取值范圍一般為0～0.4[26]。若k值過小，直流電壓利用率提升有限；若k值過大，疊加得到的鞍形波的幅值會大于三角載波幅值，產(chǎn)生過調(diào)制現(xiàn)象。k值的選取原則是疊加三次諧波后調(diào)制波的幅值不大于載波。根據(jù)文獻(xiàn)[27-28]，當(dāng)k=1/6時，輸出基波分量峰值可達(dá)到最大值為1.15Udc/2，即直流電壓利用率可達(dá)0.966，滿足三相六橋臂MMC連接20 kV配電網(wǎng)時所需的直流電壓利用率。因此，本文選取諧波系數(shù)k為典型值1/6。圖5所示為注入三次諧波后的調(diào)制波形。

圖5 調(diào)制波中注入三次諧波Fig.5 Modulation wave with third harmonic injection

三相六橋臂MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對稱，采用傳統(tǒng)dq解耦控制方法對電流進(jìn)行控制。圖6所示為三相六橋臂MMC在dq坐標(biāo)系的PI電流環(huán)控制框圖。圖中PI為比例積分環(huán)節(jié)，iq,ref、id,ref和eq、ed分別為各相輸出電流和電動勢的q軸分量與d軸分量的給定值，iq、id和uq、ud為dq坐標(biāo)系下的電流和電壓，L為橋臂等效電感。經(jīng)電流環(huán)控制后，得到dq坐標(biāo)系下的電壓控制指令值，經(jīng)過Tdq/UVW變換后最后生成三相的電壓控制指令值uU,ref、uV,ref和uW,ref。三相六橋臂MMC的電容電壓控制與三相四橋臂MMC的控制方法相同。

圖6 三相六橋臂MMC在dq坐標(biāo)系的PI電流控制框圖Fig.6 PI current control block diagram of three-phase six-arm MMC in dq coordinate system

2.3 新型五端口PET隔離級的控制

新型五端口PET采用非諧振式雙有源全橋作為系統(tǒng)的隔離級，在實現(xiàn)高頻隔離的同時能夠維持低壓直流端口電壓的穩(wěn)定。圖7所示為非諧振式雙有源全橋的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要由兩端的H橋以及中間的高頻隔離變壓器組成。雙有源全橋能實現(xiàn)功率的雙向流動，通常采用移相控制方法；原副邊之間的移相角控制功率傳輸?shù)拇笮〖肮β柿鲃拥姆较?，通過控制副邊滯后原邊的相角可以控制原邊向副邊傳遞的功率值以及副邊電流的大小。圖中Up和Us分別為原、副邊中點電壓，Lp和Ls為高頻隔離變壓器的等效漏感，S1—S8為構(gòu)成2個H橋的8個功率開關(guān)管，u1為原邊輸入電壓，u2為副邊輸出電壓，C1為輸入電容，C2為輸出電容，iL為電感電流。

圖7 非諧振式雙有源全橋Fig.7 Non-resonant dual active full bridge

圖8所示為副邊滯后原邊相角為φ的條件下，非諧振式雙有源全橋功率開關(guān)管的驅(qū)動波形以及電壓電流波形。從開關(guān)管的驅(qū)動波形可以看出，控制H橋中上下開關(guān)管互補導(dǎo)通，對角線同時導(dǎo)通，占空比為50%。一般情況下，副邊與原邊之間的移相角由原邊輸入電壓和副邊輸出電壓與控制指令相比較，再經(jīng)過PI控制器后得到。

圖8 非諧振式雙有源全橋驅(qū)動及電壓電流波形Fig.8 Drive signals, voltage and current waveforms of non-resonant dual active full bridge

2.4 新型五端口PET逆變級的控制

五端口PET的逆變級采用三相全橋逆變結(jié)構(gòu)，電路結(jié)構(gòu)對稱，可以采用傳統(tǒng)的dq解耦控制策略，類似圖6?？刂破鞑蓸拥玫降娜嚯姼须娏鹘?jīng)過Tabc/dq變換得到dq坐標(biāo)系下的電流iq和id，iq和id經(jīng)過比例積分控制得到dq坐標(biāo)系下的電壓uq和ud，之后再經(jīng)過Tdq/abc變換得到三相全橋逆變器的控制電壓指令。比較控制電壓指令與三角載波即可得到三相全橋逆變器中功率開關(guān)管的驅(qū)動信號。

3 系統(tǒng)仿真驗證

為驗證本文所提五端口10 kV/20 kV PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制策略的可行性，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型，仿真參數(shù)見表2，仿真波形如圖9—圖13所示。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

仿真模型中高壓直流端口輸入額定有功功率PHVDC=2 MW，高壓10 kV交流端口、20 kV交流端口和低壓交流端口輸出有功功率、低壓直流端口不輸出功率。為驗證控制系統(tǒng)的動態(tài)性能，0.5 s時，高壓10 kV交流端口功率從0.9 MW變?yōu)?.45 MW，高壓20 kV交流端口功率從1 MW變?yōu)?.5 MW，低壓交流端口功率從100 kW變?yōu)?0 kW。圖9所示為10 kV交流側(cè)三相電網(wǎng)電壓、20 kV交流側(cè)三相電網(wǎng)電壓和高壓直流電壓。從圖9可以看出高壓10 kV交流和20 kV交流均為三相對稱系統(tǒng)，高壓直流電壓穩(wěn)定在30 kV。

圖10所示為高壓10 kV交流端口輸出的線電壓與線電流波形。從仿真波形可以看出：3個輸出線電壓的基波分量相等且相位互差120°，均為9電平的階梯波，說明采用兩相60°控制方法后，輸出線電壓和線電流均得到了有效控制；另外，高壓10 kV交流端口功率從0.9 MW變?yōu)?.45 MW后，輸出電流能夠快速達(dá)到穩(wěn)態(tài)，驗證了本文中所提出的三相四橋臂MMC控制方法的有效性。

圖9 10 kV交流側(cè)三相電網(wǎng)電壓、20 kV交流側(cè)三相電網(wǎng)電壓和高壓直流電壓Fig.9 10 kV AC side three-phase grid voltage, 20 kV AC side three-phase grid voltage and high voltage DC voltage

圖10 高壓10 kV交流端口輸出線電壓和線電流Fig.10 Output line voltages and line currents of high-voltage 10 kV AC port

圖11所示為高壓20 kV交流端口的輸出線電壓與線電流波形。從仿真波形可以看出：調(diào)制波中注入三次諧波以后，三相六橋臂MMC并未出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象，輸出線電壓和線電流都得到了有效控制；同時，高壓20 kV交流端口功率從1 MW變?yōu)?.5 MW后，輸出電流能夠快速達(dá)到穩(wěn)態(tài)，驗證了本文中所提出的三相六橋臂MMC控制方法的有效性。

圖11 高壓20 kV交流端口輸出線電壓和線電流Fig.11 Output line voltages and line currents of high-voltage 20 kV AC port

圖12所示為低壓交流端口輸出線電壓與線電流波形，低壓交流端口功率從100 kW變?yōu)?0 kW后，輸出電流能夠迅速達(dá)到穩(wěn)態(tài)。圖13所示為低壓直流端口電壓波形，低壓直流端口電壓穩(wěn)定在700 V，在0.5 s輸出功率發(fā)生階躍變化時，低壓直流端口電壓能夠保持穩(wěn)定，電壓波動很小。

圖12 低壓交流端口輸出線電壓和線電流Fig.12 Output line voltage and line currents of low-voltage AC port

圖13 低壓直流端口電壓Fig.13 Voltage of low-voltage DC port

4 結(jié)束語

本文提出一種面向10 kV/20 kV混合配電網(wǎng)的五端口電力電子變壓器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制方法，該方法的特點和優(yōu)勢包括：①具有高壓10 kV交流、高壓20 kV交流、高壓30 kV直流、低壓直流和低壓交流5個端口，可實現(xiàn)不同電壓等級交直流電網(wǎng)的接入，同時增強分布式能源接入電網(wǎng)的靈活性；②充分利用三相四橋臂MMC和三相六橋臂MMC的各自優(yōu)勢，在實現(xiàn)連接10 kV和20 kV配電網(wǎng)的同時減少功率子模塊的數(shù)目；③采用三次諧波注入法，能夠提升高壓側(cè)直流電壓的利用率，所提出的控制策略實現(xiàn)了對各端口輸出功率的有效控制。