孫 毅,王 彥

(南華大學(xué) 電氣工程學(xué)院,湖南 衡陽 421001)

0 引 言

隨著通信技術(shù)的發(fā)展，所使用的信號頻率越來越高，目前5G已經(jīng)采用了毫米波[1]，因此對于毫米波甚至是太赫茲頻段的研究成為當(dāng)前的熱點(diǎn)。毫米波頻率源由于頻率較高，通常采用低頻頻率源與倍頻器級聯(lián)的方式制作頻率源，因此毫米波倍頻器具有重要的研究意義。中國空間電子信息技術(shù)研究院的研究人員基于肖特基勢壘二極管,通過波導(dǎo)腔體結(jié)構(gòu)進(jìn)行精細(xì)仿真并制作出倍頻效率最高為12%的W波段三倍頻器[2]。電子科技大學(xué)的研究人員基于國產(chǎn)肖特基二極管，仿真出倍頻效率大于4%，相對帶寬為27%的寬帶平衡三倍頻器[3]。還有學(xué)者采用變?nèi)荻O管，設(shè)計并仿真出輸出頻率為140 GHz的二倍頻器[4]，倍頻效率為10.8%。上述幾篇文獻(xiàn)均采用波導(dǎo)腔體的結(jié)構(gòu)設(shè)計，這種結(jié)構(gòu)體積大，不適合體積較小的商用產(chǎn)品，而是適合于航空航天領(lǐng)域。為了能夠在體積較小的商品中使用，一般都做成芯片的形式，比如采用(complementary metal oxide semiconductor，CMOS)工藝。美國加利福尼亞大學(xué)的研究人員采用45 nm CMOS技術(shù)，研制出了一種輸出頻率135 GHz～160 GHz，倍頻效率約為31.7%的有源二倍倍頻器[5]。日本東京工業(yè)大學(xué)的研究人員采用65 nm CMOS技術(shù)進(jìn)行設(shè)計并實(shí)現(xiàn)了單個晶體管二倍頻倍頻器[6]，并提出了一種優(yōu)化的緩沖方法，抑制基頻分量和其他諧波，同時采用了反饋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)提高增益。在輸入功率為-8 dBm時，基頻抑制超過60 dBc，輸出頻率為100 GHz～123 GHz，飽和輸出功率高達(dá)5.5 dBm。瑞典查爾姆斯理工大學(xué)的研究人員提出了使用分布式超導(dǎo)體-絕緣體-超導(dǎo)體(superconductor-insulator-superconductor，SIS)連接的倍頻器[7]，導(dǎo)出了描述分布式SIS結(jié)作為倍頻器特性的解析表達(dá)式，對分布式SIS節(jié)點(diǎn)的建模表明，采用該方法可以獲得較高的轉(zhuǎn)換效率。也有研究人員采用吉爾伯特結(jié)構(gòu)，避免了輸出直流偏移，可以提供真正的差分輸出信號[8]，但是該結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜，對于分立電路而言需要較多的晶體管，增加成本。以上幾種方式是通過有源方式設(shè)計倍頻器，其倍頻效率較高，但是增加了倍頻器的復(fù)雜性。雖然通過不同工藝可以將倍頻器做成小型化，但是這些工藝復(fù)雜。為了工藝簡單并且達(dá)到小型化，本文考慮直接采用制作簡單且成本低的印制電路板(printed circuit board, PCB)進(jìn)行設(shè)計。

1 提高倍頻器倍頻性能的方法

倍頻器的原理就是利用非線性器件的非線性效應(yīng)產(chǎn)生諧波信號，然后通過濾波網(wǎng)絡(luò)濾除無用諧波并保留有用諧波，最終得到所需的倍頻信號。倍頻器的系統(tǒng)框圖如圖1所示，其中低通濾波器是防止所產(chǎn)生的諧波信號反向注入輸入端的頻率源，避免基波信號發(fā)生頻率偏移。輸入阻抗匹配和輸出阻抗匹配是在匹配阻抗，使得所需信號傳輸效率達(dá)到最大。輸出濾波網(wǎng)絡(luò)的作用主要是抑制無用諧波，使得所需諧波通過。

圖1 倍頻器系統(tǒng)框圖Fig.1 The system block diagram of the frequency multiplier

通過對倍頻器的研究發(fā)現(xiàn)，在設(shè)計倍頻器時，為提高倍頻性能要著重考慮以下幾點(diǎn)。

1)選擇合適的非線性器件。目前常見的非線性器件有肖特基勢壘二極管(schottky barrier diode,SBD)、階躍恢復(fù)二極管(step-recovary diode,SRD)、金屬半導(dǎo)體型場效應(yīng)晶體管(metal-semiconductor field effect transistor,MESFET)、異質(zhì)結(jié)勢壘變?nèi)荻O管(heterostructure barrier varactor,HBV)、高電子遷移率晶體管(high electron mobility transistor,HEMT)等。倍頻時所利用的非線性特性主要分為變阻特性和變?nèi)萏匦裕?dāng)倍頻器是利用非線性器件的變阻特性時，倍頻帶寬較寬，但是倍頻效率較低，而當(dāng)倍頻器是利用非線性器件的變?nèi)萏匦詴r，倍頻帶寬較窄，但是倍頻效率較高。一般變?nèi)荻O管適合低次倍頻(2～4次倍頻)，而階躍恢復(fù)二極管適合高次倍頻，晶體管雖然可以獲得倍頻增益，但是晶體管受到截至頻率的限制，所以其構(gòu)成的倍頻器的使用頻段也受到了限制。因此要根據(jù)倍頻器的設(shè)計指標(biāo)來選擇合適的非線性器件。

2)選擇適合的非線性器件工作狀態(tài)。以變?nèi)荻O管為例，變?nèi)荻O管倍頻器是利用其電容特性進(jìn)行倍頻，在信號的一個周期內(nèi)，某段時間偏壓使PN結(jié)進(jìn)入正向狀態(tài)，即從反向狀態(tài)較小的結(jié)電容轉(zhuǎn)化到正向狀態(tài)較大的擴(kuò)散電容時，其電容變化率很高，從而可以有效體現(xiàn)出其較高的倍頻效率，但是當(dāng)激勵過高時，PN結(jié)的結(jié)電阻所產(chǎn)生的損耗又會降低倍頻器的倍頻效率。因此對于不同的輸入信號功率，需要選擇合適的變?nèi)荻O管偏置電壓，使其達(dá)到最佳的工作狀態(tài)。

3)采用合適的電路結(jié)構(gòu)。在設(shè)計倍頻器時，最常用的電路結(jié)構(gòu)就是平衡結(jié)構(gòu)，即由偶數(shù)個二極管組成二極管對，形成串聯(lián)或并聯(lián)結(jié)構(gòu)，二極管對可以是同向也可以是反向。一般同向結(jié)構(gòu)可以抑制奇次諧波，反向結(jié)構(gòu)可以抑制偶次諧波，因此這種結(jié)構(gòu)可以抑制部分諧波，而且這種結(jié)構(gòu)可以改善輸入阻抗特性。同時二極管數(shù)量增加，也會提高倍頻信號的輸出功率。

4)做好阻抗匹配。在設(shè)計高頻電路時，阻抗匹配做的好可以使輸出功率最大化，因此阻抗匹配無疑是最重要的事情，在設(shè)計倍頻器時亦是如此。但是有所不同的是，倍頻器需要對兩個頻率信號進(jìn)行阻抗匹配，即非線性器件的輸入電路與輸入信號頻率進(jìn)行匹配，輸出電路與倍頻信號進(jìn)行匹配。

5)減少不同頻率之間的相互干擾。雖然輸入信號頻率與非線性器件的輸出電路阻抗不匹配，但是依然有一定功率的輸入信號可以通過，混入輸出信號，降低倍頻器的性能。倍頻信號也是一樣，會泄漏到輸入端，干擾信號源，從而影響倍頻器性能。因此需要在輸入電路和輸出電路部分增加濾波網(wǎng)絡(luò)，使得在輸入端只有輸入信號能夠通過，而在輸出端，只有所需的倍頻信號能夠通過。

6)增加空閑電路。一個信號通過非線性器件之后會產(chǎn)生多個諧波，然而有用的諧波只有一個，其他諧波都屬于空閑諧波。為了提高有用諧波的效率，就需要這些無用的諧波在電路中沒有功率損耗，此時就需要將這些諧波信號接入純電抗負(fù)載，使其功率損耗為零，或者將這些信號反饋回非線性器件，從而再次利用。而構(gòu)成這些功能的電路就是空閑電路。大多數(shù)情況下，空閑電路加在輸出濾波網(wǎng)絡(luò)中。

2 電路設(shè)計與仿真

根據(jù)Manley-Rowe功率關(guān)系[9]，變?nèi)荻O管的倍頻效率在理論上可達(dá)100%，且所使用的頻段較高，需要反向恢復(fù)時間較短的二極管，因此在設(shè)計無源倍頻器時采用GaAs變?nèi)荻O管MA46H146。在選擇基材時，通過權(quán)衡價格與損耗等因素，最終選擇了介電常數(shù)為2.2的RT/duroid 5880。由于微帶線過細(xì)的情況下，制造工藝很難把控，在相同阻抗情況下基片厚度越厚，線寬越寬，因此選擇介質(zhì)基片厚度為0.508 mm。通過比較不同倍頻電路之后，對于非線性器件部分，本文采用如圖2所示的反向并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)。反向并聯(lián)的二極管結(jié)構(gòu)可以抑制偶次諧波，因此可以大大減小輸出濾波網(wǎng)絡(luò)的復(fù)雜程度和尺寸，從而減少整個倍頻器的尺寸。而且該結(jié)構(gòu)中二極管一端接地，有利于二極管散熱，提高倍頻器的穩(wěn)定性。

圖2 反向并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Reverse parallel circuit structure

當(dāng)給一個二極管兩端加上電壓vd時，流過二極管中PN結(jié)的電流可表示為

id=Is(evd/nVT-1)

(1)

式中：Is表示反向飽和電流；n表示發(fā)射系數(shù)(范圍為1～2，與PN結(jié)的尺寸、材料和所通過的電流有關(guān))；VT表示溫度為T時的電壓當(dāng)量。若通過X1二極管的電流為

i1=Is(evd/nVT-1)

(2)

通過X2二極管的電流為

i2=Is(e-vd/nVT-1)

(3)

則二極管對所產(chǎn)生的總電流為

iall=2Issin(vd/nVT)

(4)

當(dāng)輸入信號為正弦信號，即vd=Vcos(ωt)，帶入上式并進(jìn)行傅里葉變換后可得

iall=4Is[I1(V/nVT)cos(ωt)+

I3(V/nVT)cos(3ωt)+…]

(5)

由式(5)可知，通過該結(jié)構(gòu)，只會得到奇次諧波，所以該結(jié)構(gòu)通常用于奇次倍頻。

方案確定后，利用先進(jìn)設(shè)計系統(tǒng)(advanced design system，ADS)軟件對各部分內(nèi)容進(jìn)行仿真及優(yōu)化。首先根據(jù)變?nèi)荻O管MA46H146的數(shù)據(jù)手冊中SPICE參數(shù)可知，該二極管的擊穿電壓為26 V，具有高Q值(大于1.5×104)，其中二極管的歐姆電阻取6.5 Ω，封裝電容取0.03 pF，寄生電感取0.04 nH。其仿真模型如圖3所示。

圖3 變?nèi)荻O管MA46H146等效電路模型Fig.3 The equivalent circuit model of the varactor diode MA46H146

之后通過高低阻濾波器的設(shè)計方法，采用巴特沃斯低通原型濾波器對低通濾波器進(jìn)行設(shè)計，在ADS中對所設(shè)計的濾波器進(jìn)行建模，并對尺寸進(jìn)行優(yōu)化，然后生成低通濾波器版圖，得到如圖4所示性能良好的低通濾波器，尺寸約為2.5 mm×2.33 mm。

圖4 低通濾波器版圖Fig.4 The layout of the low pass filter

該低通濾波器的仿真結(jié)果如圖5所示。在通帶(30 GHz以下)內(nèi)回波損耗S11小于-20 dB，插入損耗S21大于-1.3 dB，阻帶(50 GHz～100 GHz)內(nèi)插入損耗S21小于-20 dB。由于在該電路中，偶次諧波被抑制，高次諧波能量低，因此無需考慮偶次諧波的信號和高次諧波信號，只需要考慮基波信號和三次諧波信號，對與基波信號20.4 GHz來說可以通過，衰減很低，對于三次諧波信號61.2 GHz來說無法通過，滿足所設(shè)計倍頻器的性能要求。

1—回波損耗S11；2—插入損耗S21。圖5 低通濾波器性能仿真圖Fig.5 Simulation diagram of low pass filter performance

為便于放置二極管，需要添加一個T字形微帶線結(jié)構(gòu)，左邊接輸入，右邊接輸出，下邊接反向并聯(lián)的二極管對，二極管對的另一端通過過孔接地。為了得到最佳的輸出功率，需要對該結(jié)構(gòu)前后進(jìn)行阻抗匹配，匹配之前通過搭建電路，讀出其基波的輸入阻抗為(29.458+j5.98) Ω，同理讀出三次諧波的輸出阻抗為(33.534-j29.693) Ω，然后通過微帶理論將輸入阻抗、輸出阻抗分別和50 Ω進(jìn)行阻抗匹配，得到輸入匹配電路和輸出匹配電路。

由于該電路中偶次諧波被天然抑制，且高次諧波的功率很低，因此只需著重考慮基波抑制。這里采用如圖6所示的分支線對其進(jìn)行抑制，即采用四分之一波長的分支線將基波信號接入純電抗負(fù)載，使其功率損耗為零，形成空閑電路。如果采用帶阻濾波器或高通濾波器對基波進(jìn)行抑制，則需要對濾波器進(jìn)行設(shè)計，其尺寸可能會小一些，但是濾波器設(shè)計過程復(fù)雜，調(diào)試起來也不方便，而且濾波器對有用信號必定是有衰減的。而采用空閑電路的方式對有用信號衰減很小，且調(diào)試方便，只需要調(diào)整分支線的長度即可。

圖6 空閑電路版圖Fig.6 The layout of the idle circuit

空閑電路的仿真結(jié)果如圖7所示，在空閑電路中，基波信號的回波損耗S11為-0.126 dB，而三次諧波信號的回波損耗S11為-28.727 dB，因此空閑電路可以有效抑制基波信號，而對其他諧波信號衰減很低，可以等效帶組濾波器或是高通濾波器的效果。該空閑電路是提高基波抑制率的關(guān)鍵。

圖7 空閑電路仿真圖Fig.7 Simulation diagram of idle circuit

最后將所有電路連接起來進(jìn)行整體優(yōu)化，其仿真原理圖如圖8所示。

圖8 無源三倍頻器整體仿真原理圖Fig.8 Schematic diagram of the whole simulation of passive triplex

優(yōu)化后生成版圖如圖9，尺寸約為16.7 mm×4.6 mm。其中二極管的反向并聯(lián)結(jié)構(gòu)，一端接在圖示中的端口，另一端通過過孔接地。

圖9 無源三次倍頻器版圖Fig.9 Passive triple frequency multiplier layout

3 結(jié)果分析

在輸入頻率為20.4 GHz，功率為20 dBm時，諧波平衡仿真結(jié)果如圖10所示。從圖中可以看出，由于采用反向并聯(lián)結(jié)構(gòu)，所產(chǎn)生的偶次諧波信號功率極低，高次諧波(五次諧波)信號功率也很低，三次諧波輸出功率為17.465 dBm，倍頻效率為55.78%。

不同頻率下三次諧波輸出功率如圖11所示，從圖中可以看出，當(dāng)輸入頻率在20.34 GHz～20.45 GHz范圍內(nèi)時，倍頻效率大于1%；在20.38 GHz～20.41 GHz范圍內(nèi)時，倍頻效率大于10%；在20.4 GHz附近時，倍頻效率最高，從圖10中可看出具體數(shù)值。

圖10 諧波平衡仿真圖Fig.10 Harmonic balance simulation diagram

圖11 不同頻率下的三次諧波輸出功率Fig.11 Output power of third harmonic at different frequencies

不同頻率下各次諧波輸出功率如圖12所示，基波抑制大于50 dBc，五次諧波抑制大于110 dBc。

1—三次諧波信號；2—基波信號；3—五次諧波信號。圖12 不同頻率下各次諧波輸出功率Fig.12 Output power of each harmonic at different frequencies

從該結(jié)果中可以看出，所設(shè)計的倍頻器倍頻效率較高，無用諧波抑制效果很好，只是倍頻帶寬偏窄，這是由于采用變?nèi)荻O管導(dǎo)致的。由于該倍頻器設(shè)計初衷是用于ISM(industrial scientific medical)頻段中的61 GHz～61.5 GHz內(nèi)，因此該結(jié)果滿足需求。由于該倍頻器頻率較高，因此部分結(jié)構(gòu)的尺寸要求比較嚴(yán)格，通過仿真研究可知，當(dāng)尺寸存在微小誤差時，倍頻帶寬變化不大，主要是倍頻頻帶發(fā)生偏移，因此要求誤差小于0.1 mm，否則會導(dǎo)致倍頻頻段偏離設(shè)計頻段。

4 結(jié) 論

通過對毫米波倍頻器的研究，本文設(shè)計出一種應(yīng)用于ISM頻段中中心頻率為61.25 GHz的毫米波倍頻器，該倍頻器的最高倍頻效率大于50%，但是倍頻帶寬偏窄，只適用于窄帶系統(tǒng)。后續(xù)需要對所設(shè)計倍頻器進(jìn)行實(shí)物制作，進(jìn)一步進(jìn)行驗(yàn)證。