蚩建峰

(解放軍92785部隊(duì)，河北 秦皇島 066200)

1 緒 論

電子戰(zhàn)接收機(jī)是電子情報(bào)偵察體系和干擾機(jī)中的重要組成部分，它的主要功能是接收復(fù)雜信號(hào)環(huán)境下的非合作信號(hào)[1]。電子戰(zhàn)接收機(jī)需要能適應(yīng)現(xiàn)代高密集的信號(hào)環(huán)境[2]，對(duì)接收到的大量信息必須實(shí)時(shí)或準(zhǔn)實(shí)時(shí)地進(jìn)行處理，其偵察接收結(jié)果的性能直接影響電子對(duì)抗干擾的效果。最主要的特點(diǎn)[3-4]有：(1) 寬輸入帶寬；(2) 高靈敏度；(3) 高的測(cè)頻精度和頻率分辨率；(4) 大動(dòng)態(tài)范圍；(5) 處理同時(shí)到達(dá)多個(gè)信號(hào)的能力。

如圖1、圖2所示，傳統(tǒng)的模擬式信道化接收機(jī)把瞬時(shí)帶寬劃分成相互交疊的多個(gè)信道，每個(gè)信道對(duì)應(yīng)1個(gè)模擬濾波器，對(duì)每個(gè)濾波器的輸出信號(hào)檢測(cè)之后，判斷信號(hào)駐留于哪個(gè)信道，后面再進(jìn)行AD采樣和識(shí)別、參數(shù)測(cè)量等信號(hào)處理。獲取的雷達(dá)基本特征參數(shù)包括：載波頻率、脈沖寬度和幅度、脈沖到達(dá)時(shí)間等。干擾機(jī)根據(jù)雷達(dá)參數(shù)進(jìn)行干擾決策，以獲取最佳干擾參數(shù)。傳統(tǒng)的接收機(jī)不僅體積龐大，結(jié)構(gòu)也比較復(fù)雜，而且由于某些器件本身是非線性的，導(dǎo)致接收機(jī)下變頻后的基帶信號(hào)相位有偏差，從而影響接收結(jié)果的判斷和后續(xù)處理。因此數(shù)字化信道接收機(jī)[5]近年來被廣泛使用，由于干擾機(jī)目前主要是采用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的偵收處理，因此本文重點(diǎn)研究易于FPGA實(shí)現(xiàn)的相關(guān)處理算法[6]。

圖1 模擬信道化示意

圖2 偵收處理模型

2 信號(hào)檢測(cè)原理及實(shí)現(xiàn)方案

信號(hào)檢測(cè)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)信號(hào)的檢測(cè)、幅度信息提取，為后續(xù)同步存儲(chǔ)以及實(shí)現(xiàn)相關(guān)干擾時(shí)序(如間歇采樣、假目標(biāo)、距離波門拖引等)服務(wù)，瞬時(shí)測(cè)頻接收機(jī)(IFM)也需要檢波信號(hào)引導(dǎo)接收機(jī)工作。

檢波性能的好壞直接影響著干擾機(jī)對(duì)雷達(dá)信號(hào)的判斷，以及后續(xù)的處理性能。檢波分為模擬檢波和數(shù)字檢波，模擬檢波方法具有溫度性差和檢波線性不好等固有缺陷，且檢波的精度低，丟失了信號(hào)的相位信息，一般作為模擬信號(hào)檢測(cè)引導(dǎo)使用，在接收機(jī)中一般采用數(shù)字檢波的方法。

2.1 檢波原理

理想的正交下變頻后，I，Q兩路信號(hào)可表示為：

si(t)=rcosφ(t)

(1)

sq(t)=rsinφ(t)

(2)

由公式(1)、(2)可以得到：

(3)

(4)

在FPGA中，用查找表的方式很容易實(shí)現(xiàn)反正切函數(shù)和求平方根函數(shù)，而且可以達(dá)到很高的精度。為了減少存儲(chǔ)空間，可以在查找表中完成信號(hào)功率與閾值比較的運(yùn)算，輸出為0或1的檢波結(jié)果。用查找表方法實(shí)現(xiàn)如圖3所示。

圖3 用查找表求幅度法檢波

但是在使用查找表的時(shí)候，由于存儲(chǔ)空間的限制，也不能完全使用IQ兩路數(shù)據(jù)的全部16 bit數(shù)據(jù)。例如對(duì)于8 bit的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，需要16位的只讀存儲(chǔ)器(ROM)地址。這么大的查找表在FPGA上很難實(shí)現(xiàn)。一種易于實(shí)現(xiàn)的方法是對(duì)I、Q數(shù)據(jù)舍棄低m位，近似為：

(5)

(6)

舍棄低位，會(huì)使算出來的幅度值并不是1個(gè)常數(shù)，通過固定檢測(cè)門限后，會(huì)使檢波結(jié)果存在1個(gè)閃爍區(qū)。

另外一種簡(jiǎn)單的算法是利用I，Q兩路數(shù)據(jù)的絕對(duì)值的最大值來近似代替信號(hào)的幅度，如圖4所示。

圖4 用Max(abs(I)，abs(Q))來近似信號(hào)的幅度

具體實(shí)現(xiàn)方法如圖5所示。

圖5 用絕對(duì)值最大值法檢波

用比較器就可以直接實(shí)現(xiàn)，運(yùn)算資源占用較少。但是由于I，Q數(shù)據(jù)的絕對(duì)值的最大值是對(duì)信號(hào)幅度的近似，存在凹坑，會(huì)引起檢波閃爍的現(xiàn)象。如圖6所示，I，Q相等點(diǎn)的幅度與信號(hào)幅度相差3 dB，即存在3 dB的幅度閃爍區(qū)。

圖6 近似算法帶來檢波閃爍原因示意

2.2 遲滯比較器

對(duì)于幅度判斷,如果只設(shè)定1個(gè)判斷閾值，則會(huì)出現(xiàn)如果輸入幅度為門限時(shí)，由于噪聲和幅度測(cè)量誤差的影響，輸出的檢波信號(hào)來回閃爍，如圖6所示。使用遲滯比較器就可以解決這個(gè)問題。

遲滯比較器輸出狀態(tài)的轉(zhuǎn)換取決于輸入信號(hào)的變化過程，它有2個(gè)判斷門限：輸入信號(hào)從低電平上升的過程中，對(duì)應(yīng)的檢測(cè)門限為上門限；輸入信號(hào)從高電平下降過程中，對(duì)應(yīng)的檢測(cè)門限為下門限。另外由于遲滯比較器內(nèi)部存在正反饋，所以輸出電壓波形的邊沿很陡。遲滯比較器檢測(cè)過程如圖7所示。

圖7 遲滯比較器和單門限比較比較器效果比較

2.3 脈寬濾波

脈沖寬度濾波器也稱為計(jì)數(shù)濾波器，主要采用計(jì)數(shù)的方法來實(shí)現(xiàn)數(shù)字濾波。由于干擾機(jī)工作靈敏度較高，信號(hào)檢測(cè)門限較低，同時(shí)受散熱和收發(fā)隔離等影響，其內(nèi)部會(huì)存在噪聲的尖峰干擾，有可能超過信號(hào)檢測(cè)門限，但是通常其幅度不穩(wěn)定，持續(xù)時(shí)間較短，因此根據(jù)先驗(yàn)知識(shí)，當(dāng)脈寬小于某一設(shè)定值時(shí)，不可能是真實(shí)的雷達(dá)信號(hào)，應(yīng)給予濾除，從而抑制尖峰干擾。這也就是脈寬數(shù)字濾波電路的工作原理。

當(dāng)原始輸入信號(hào)由低變高后，基準(zhǔn)時(shí)鐘信號(hào)開始被計(jì)數(shù)，當(dāng)檢測(cè)到的脈沖寬度小于一定的值(如200 ns)時(shí)，確定為尖峰干擾，不予輸出，當(dāng)輸入信號(hào)寬度大于預(yù)置濾波寬度時(shí)，濾波器輸出方波供后序電路處理。濾波脈寬的選擇是影響計(jì)數(shù)頻率濾波器濾波效果的關(guān)鍵，脈寬太小，部分尖峰干擾信號(hào)不能濾除；太大將會(huì)丟失有效的雷達(dá)信號(hào)，所以應(yīng)用中應(yīng)根據(jù)實(shí)際現(xiàn)場(chǎng)情況，選擇適當(dāng)?shù)臑V波脈寬。

如果當(dāng)前檢測(cè)到2個(gè)有效的雷達(dá)信號(hào)脈沖，并且2個(gè)脈沖之間的間隔小于一定的距離，則認(rèn)為可能是接收機(jī)內(nèi)的噪聲或者其他因素導(dǎo)致的同一個(gè)雷達(dá)檢測(cè)信號(hào)的中斷，需要將其作為同一個(gè)信號(hào)。

脈寬濾波的實(shí)現(xiàn)與遲滯比較器類似。即其上門限為脈沖寬度大于a，判斷脈沖有效，其下門限為低信號(hào)脈寬大于b，判斷脈沖結(jié)束。

3 測(cè)相測(cè)頻原理及實(shí)現(xiàn)方案

測(cè)相測(cè)頻的作用主要如下：

(1) 采用快速測(cè)頻的方法，在檢波有效內(nèi)測(cè)出當(dāng)前輸入信號(hào)的粗測(cè)頻率，用于判斷當(dāng)前頻率是否位于零頻或者多信道交疊區(qū)域，用來輔助后續(xù)電路操作。

(2) 粗測(cè)雷達(dá)信號(hào)的形式，以及是否存在多雷達(dá)信號(hào)，用來輔助后續(xù)干擾設(shè)計(jì)：

(a) 在偵收的完整脈沖內(nèi)，測(cè)出起始頻率和終止頻率，如果其差值大于一定的值，則判斷為線性調(diào)頻信號(hào)，否則為單載波信號(hào)。以選擇相應(yīng)的干擾模式；

(b) 在每個(gè)脈沖前沿測(cè)出其起始頻率，并判斷它與上一個(gè)脈沖起始頻率差值是否超過一定的值(如5 MHz)。如果超過，說明當(dāng)前空域存在多雷達(dá)信號(hào)或者雷達(dá)存在頻率捷變；

(c) 在偵收的完整脈沖內(nèi)，檢測(cè)每個(gè)采樣點(diǎn)之間的角頻率差值，如果角頻率差值大于一定的值(如2/3π)，則判斷雷達(dá)采用二相編碼信號(hào)。

3.1 測(cè)頻原理

可見，在dt時(shí)間內(nèi)測(cè)出相位的變化值，就可以得到頻率的值。為得到頻率的值，首先需要求出相位的值。可以使用查找表法根據(jù)公式(3)或者是CORDIC算法求相位值，這里使用CORDIC算法。測(cè)頻實(shí)現(xiàn)方案如圖8所示。

圖8 測(cè)頻實(shí)現(xiàn)方案

3.2 測(cè)相原理及實(shí)現(xiàn)方案

對(duì)于某向量的角度，CORDIC算法通過對(duì)一系列固定角度的旋轉(zhuǎn)將該向量逼近坐標(biāo)軸，通過將旋轉(zhuǎn)的角度值疊加獲取選擇的角度，從而間接獲取原始向量的角度。CORDIC算法旋轉(zhuǎn)示意圖如圖9所示。

圖9 CORDIC算法旋轉(zhuǎn)示意

設(shè)|A|=r，則x=rcosθ1，y=rsinθ1，θ=θ1-θ2，x′=rcosθ2=cosθ(x+ytanθ)，y′=rsinθ2=cosθ(y-xtanθ)。

假如每次旋轉(zhuǎn)θi，當(dāng)tanθi=2-i，公式中的乘法操作就可以轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的移位操作。y的符號(hào)決定下次旋轉(zhuǎn)的方向，即要求靠近x正半軸，用σi表示，當(dāng)y′=0時(shí)，中間每次旋轉(zhuǎn)的角度和θi就是所求的相位。在每次旋轉(zhuǎn)的時(shí)候，可以將前面的乘積項(xiàng)cosθ部分提取出來，不參與運(yùn)算，這對(duì)于旋轉(zhuǎn)的角度并沒有影響。如果需要得到真實(shí)的幅度值，可以對(duì)結(jié)果再加以校正。這樣，每次迭代的公式為：

(7)

可以看出，x，y相當(dāng)于每次都移i位后進(jìn)行加(或減)運(yùn)算，而z則是每次加(或減)arctan(2-i)的角度。

n次迭代后，變?yōu)椋?/p>

(8)

由于第1次迭代時(shí)旋轉(zhuǎn)了arctan(20)，旋轉(zhuǎn)角度總和在-π/2和π/2之間，這個(gè)限制導(dǎo)致當(dāng)要計(jì)算角度絕對(duì)值大于π/2時(shí)，需要增加旋轉(zhuǎn)。可以多增加2次45°的旋轉(zhuǎn)。

如果需要獲取真實(shí)的幅度值，可以將xn的結(jié)果乘以Kn得到。

對(duì)于8 bit的數(shù)據(jù)，如圖10所示，由于增加2次45°旋轉(zhuǎn)，在流水的方式下，結(jié)果的輸出要延時(shí)10個(gè)時(shí)鐘周期。

圖10 每次旋轉(zhuǎn)角度

CORDIC算法實(shí)現(xiàn)可分為迭代結(jié)構(gòu)和流水結(jié)構(gòu)兩種，其中流水結(jié)構(gòu)是以面積來換速度。干擾機(jī)的接收機(jī)中考慮到系統(tǒng)實(shí)時(shí)性要求，一般采用流水結(jié)構(gòu)，如圖11所示。

圖11 流水結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)CORDIC算法

實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)于800 MHz的采樣率，dt=1.25 ns，則：

Δθmax=360°·fmax·Δt=180°

即對(duì)于400 MHz以下的頻率，最大相位差在±180°內(nèi)，不存在相位模糊的問題。

4 數(shù)字AGC原理及實(shí)現(xiàn)方案

對(duì)于常用的信號(hào)存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)的干擾模式，它存在的一個(gè)問題是，其輸出功率取決于輸入功率。由于射頻接收前端需要有很大的動(dòng)態(tài)范圍，通常在30 dB左右。而數(shù)字射頻存儲(chǔ)器(DRFM)的輸出信號(hào)功率則要求超過一定的值，才能實(shí)現(xiàn)對(duì)于目標(biāo)雷達(dá)的有效干擾。

DRFM中一種解決措施是不使用AGC控制，此時(shí)為了保證小功率輸入信號(hào)的輸出功率，接收端的放大器需要很大的增益，這樣容易造成大輸入信號(hào)時(shí)放大器飽和，或者AD/DA削頂失真，導(dǎo)致諧波分量和雜散顯著增大，影響干擾效果。

另外一種措施是使用AGC控制。在接收的雷達(dá)信號(hào)與干擾輸出之間實(shí)現(xiàn)自動(dòng)增益控制。AGC系統(tǒng)由幅度測(cè)量和可變?cè)鲆娣糯笃鹘M成。幅度測(cè)量部分從ADC輸入的信號(hào)中提取幅度，自動(dòng)調(diào)節(jié)可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆?，?dāng)輸入信號(hào)幅度增大時(shí)，反饋回路控制其增益按一定關(guān)系減小，減小時(shí)，其增益則按一定關(guān)系增大。這樣無論輸入信號(hào)強(qiáng)弱，經(jīng)AGC放大后都能得到電平基本恒定的輸出信號(hào)，從而保證整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。數(shù)字AGC的反饋部分由數(shù)字處理實(shí)現(xiàn)，與模擬AGC相比，數(shù)字AGC降低了調(diào)試難度而且增強(qiáng)了穩(wěn)定性、收斂性和精確性。

5 數(shù)字信道化原理及實(shí)現(xiàn)方案

模擬信道化雖然在一定程度上稀疏了每個(gè)信道的脈沖流密度，但是在單個(gè)信道內(nèi)，由于其帶寬較寬，還是存在寬帶接收機(jī)中較難解決的同時(shí)到達(dá)信號(hào)的處理問題。對(duì)于同時(shí)到達(dá)信號(hào)，其幅度和頻率的測(cè)量都會(huì)有較大的誤差，導(dǎo)致后續(xù)處理性能下降，而采用數(shù)字信道化的方式可以較好實(shí)現(xiàn)對(duì)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的處理。

如圖12所示，借鑒模擬信道化的思想，數(shù)字信道化接收機(jī)是使用1組濾波器把接收機(jī)的整個(gè)工作帶寬劃分成若干個(gè)小塊，每個(gè)小塊稱為1個(gè)信道，接收到的信號(hào)經(jīng)過濾波器組以后，不同頻率的信號(hào)會(huì)在不同的濾波器輸出，即在不同的信道輸出。每個(gè)信道輸出的信號(hào)是1個(gè)窄帶的帶通信號(hào)。對(duì)每個(gè)信道輸出的窄帶信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移，變成低通信號(hào)。為了降低信號(hào)后續(xù)處理的速率，可以對(duì)每個(gè)信道的低通信號(hào)進(jìn)行抽取。

圖12 通過帶通濾波，然后進(jìn)行下變頻的信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

這種結(jié)構(gòu)的信道化接收機(jī)信道的劃分比較靈活，通過設(shè)計(jì)不同的帶通濾波器，就可對(duì)信道進(jìn)行不同方式的劃分。這有利于在使用過程中根據(jù)實(shí)際需求對(duì)信道進(jìn)行靈活劃分，可以只對(duì)有用頻段的信號(hào)進(jìn)行處理，丟棄不關(guān)心頻段的信號(hào)。

等效結(jié)構(gòu)如圖13所示，先進(jìn)行下變頻，然后進(jìn)行低通濾波。

圖13 信道化接收機(jī)等效結(jié)構(gòu)

這種結(jié)構(gòu)的信道化接收機(jī)與上一種是完全等效的，只是每一個(gè)濾波器都是低通濾波器。如果信道寬度是均勻劃分的，那么每個(gè)信道的低通濾波器可以是一樣的，也就是說只需要設(shè)計(jì)1個(gè)低通濾波器，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。

但是，用圖12和圖13所示的濾波器組來實(shí)現(xiàn)信道化是很不經(jīng)濟(jì)的，由于濾波運(yùn)算位于抽取因子之前，對(duì)運(yùn)算速度要求很高，對(duì)實(shí)時(shí)處理極其不利，尤其是當(dāng)信道數(shù)多，抽取系數(shù)D值很大時(shí)，圖中的濾波器所需的階數(shù)可能會(huì)變得非常大，而且每一信道就要配一個(gè)這樣的濾波器，濾波后的數(shù)據(jù)大部分被抽取運(yùn)算舍棄了，實(shí)現(xiàn)效率非常低，需要找到高效實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。

對(duì)于正交采樣系統(tǒng)，假設(shè)系統(tǒng)的采樣頻率為fs，整個(gè)系統(tǒng)的帶寬為fs，每個(gè)子帶帶寬為B，信道劃分為N份，抽取比D=N(N為偶數(shù))，即：

fs=B·N

(9)

信道劃分形式如圖14所示。

圖14 正交采樣系統(tǒng)下的信道劃分示意

下變頻時(shí)，取每個(gè)信道的中心頻率為本振頻率，即fo=i·B+B/2,i=-N/2,-N/2+1,…,0,1,2,…,N/2-1。

為了表示方便，一般取i～[0,N-1]，此時(shí)：

fo=(i-N/2)·B+B/2，i=0,1,2,…,N-1

(10)

則本振信號(hào)可以表示為：

(11)

當(dāng)用數(shù)字方式產(chǎn)生本振信號(hào)時(shí)，t可以用nT來表示，T為采樣時(shí)間。得到第i個(gè)信道的數(shù)字化本振：

(12)

令低通濾波器的沖擊響應(yīng)為h(t)，對(duì)于輸入信號(hào)為y(t)，經(jīng)過傳統(tǒng)的數(shù)字下變頻后，信號(hào)可以表示為:

y(t)=[s(t)e-jωot]*h(t)=

(13)

設(shè)采樣時(shí)間為T，經(jīng)過離散化之后可以表示為：

(14)

用序列的形式來表達(dá)：

(15)

經(jīng)過D點(diǎn)抽取后的信號(hào)可以表示為：

(16)

根據(jù)式(11),當(dāng)抽取系數(shù)與信道數(shù)相同時(shí)，即D=N時(shí)，則:

(17)

則對(duì)于第i個(gè)信道，其輸出為：

i=0,1,2,…D-1，n=0,1,2,3…

(18)

利用多相濾波器的原理，將濾波器系數(shù)劃分為D部分(D與信道數(shù)一致)，每部分長(zhǎng)度為M，M=ceil(K/D)，(不足部分作補(bǔ)零處理)，K=MD。即可以將k表示為如下的形式：k=m·D+L,L=0,…，D-1;m=0,…，M-1，將之代入式(18)，得到：

(19)

(20)

即第i信道的輸出為D個(gè)卷積結(jié)果r(n,L)進(jìn)行離散傅里葉逆變換(IDFT)后的第i個(gè)頻率分量。

圖15 基于多相濾波器結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化

對(duì)數(shù)字信道化的效能進(jìn)行仿真驗(yàn)證，以實(shí)際存在的多信號(hào)交疊場(chǎng)景為例，假設(shè)接收機(jī)到達(dá)的3個(gè)信號(hào)為：信號(hào)1：頻率-40 MHz的單頻信號(hào)；信號(hào)2：頻率30 MHz的單頻信號(hào)；信號(hào)3：中心頻率305 MHz，帶寬10 MHz的線性調(diào)頻信號(hào)。

3個(gè)信號(hào)在時(shí)間域重疊，在頻域位于不同頻率范圍。相對(duì)關(guān)系圖如圖16所示，同時(shí)到達(dá)信場(chǎng)景如圖17所示。

圖16 信號(hào)1，2，3相對(duì)時(shí)間關(guān)系圖

圖17 同時(shí)到達(dá)信號(hào)場(chǎng)景

進(jìn)行64信道化信號(hào)的時(shí)域和頻域如圖18、圖19所示。有信號(hào)存在的信道如圖19所示。

圖18 64信道化處理后時(shí)域

未進(jìn)行信道化處理前，3個(gè)信號(hào)時(shí)域重疊在一起，無法準(zhǔn)確測(cè)量信號(hào)參數(shù)。信道化后能夠區(qū)分開，信道化細(xì)分后對(duì)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的參數(shù)測(cè)量更準(zhǔn)確，有利于后續(xù)信號(hào)分選和目標(biāo)數(shù)據(jù)融合。

同時(shí)從圖19可以看出，信號(hào)3由于信道化的劃分導(dǎo)致信號(hào)被分割到2個(gè)信道，因此需要對(duì)信道17，18進(jìn)行合并，在多信號(hào)到達(dá)時(shí)還需要進(jìn)行通道融合處理，判斷跨信道信號(hào)和邊帶信號(hào)。這是下一個(gè)階段需要研究的內(nèi)容。

圖19 16信道3，17，18，63信道時(shí)域

6 展 望

目前的主流是將傳統(tǒng)的信道化接收的概念和寬帶數(shù)字接收機(jī)相結(jié)合起來的軟件化電子偵察接收機(jī)，將目前成熟的中頻數(shù)字處理技術(shù)應(yīng)用于信道化接收機(jī)，用數(shù)字中頻信道化代替模擬濾波器組，克服傳統(tǒng)信道化接收機(jī)存在的問題和缺陷。這樣數(shù)字信道化接收機(jī)具有傳統(tǒng)模擬信道化接收機(jī)同樣的優(yōu)點(diǎn)，又由于采用了數(shù)字技術(shù)，濾波器的一致性好、可靠性高，這不僅能夠大大提高測(cè)頻精度，而且符合數(shù)字化趨勢(shì)的發(fā)展潮流，整個(gè)接收機(jī)性能上將產(chǎn)生質(zhì)的改變。

目前數(shù)字信道化主要應(yīng)用在信號(hào)的偵察接收模型中，隨著FPGA器件的發(fā)展，在FPGA內(nèi)實(shí)現(xiàn)發(fā)射信道化已經(jīng)成為可能，將給雷達(dá)的抗干擾帶來更大的挑戰(zhàn)。