一種基于OFDM-chirp的雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)與處理方法

趙玉振 陳龍永 張福博 李焱磊 吳一戎

(中國科學(xué)院空天信息創(chuàng)新研究院 北京 100190)

(微波成像技術(shù)國家級重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100190)

(中國科學(xué)院大學(xué) 北京 100049)

1 引言

雷達(dá)通信一體化是當(dāng)下非常熱門的研究領(lǐng)域，在抗震救災(zāi)、車輛組網(wǎng)、地形測繪等領(lǐng)域都非常有意義[1–4]。一種用于救災(zāi)的雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)示意圖如圖1所示，飛機(jī)平臺搭載可以用于探測成像的合成孔徑雷達(dá)(Synthetic Aperture Radar,SAR)，在探索地形的同時與地面救援車輛保持通信，及時傳輸探測結(jié)果。如果雷達(dá)與通信系統(tǒng)各自分立，沒有進(jìn)行一體化設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)良好的兼容性，不僅會增加飛行平臺的載荷重量，還可能發(fā)生兩種功能互相干擾的情形，導(dǎo)致系統(tǒng)的整體性能下降[5]。

圖1 雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)用于救災(zāi)Fig.1 Application of joint radar and communication system in disaster relief

雷達(dá)系統(tǒng)與通信系統(tǒng)類似，都具有發(fā)射機(jī)、接收機(jī)等硬件終端，這也是雷達(dá)與通信可以實(shí)現(xiàn)一體化設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)[6]。雷達(dá)與通信系統(tǒng)的工作原理如圖2所示，兩類系統(tǒng)都存在信號發(fā)射部分和信號接收部分，并且都是經(jīng)過無線傳輸。其區(qū)別在于雷達(dá)主要是獲取目標(biāo)或者說“信道”的信息，而通信主要是獲取信源的信息。目的不同導(dǎo)致雷達(dá)與通信系統(tǒng)各自發(fā)展的時候，所應(yīng)用的原理和指標(biāo)都各不相同，不同功能的領(lǐng)域呈現(xiàn)煙囪式的發(fā)展結(jié)構(gòu)。這也為雷達(dá)通信一體化設(shè)計(jì)帶來了一些原始壁壘。正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)信號作為4G/5G無線通信的波形，因其具備頻譜效率較高、可有效對抗多徑效應(yīng)、子載波調(diào)制方式靈活、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)和寬帶可合成的特性，廣泛應(yīng)用于一體化波形設(shè)計(jì)中[7–16]。然而，傳統(tǒng)的OFDM一體化信號設(shè)計(jì)中存在一些難以避免的缺點(diǎn)，比如使用循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)抗多徑干擾會降低能量利用率，并產(chǎn)生虛假目標(biāo)，多載波模式對子載波間正交性要求較高，多普勒頻偏對信號正交性影響較大等[17]。本文在此基礎(chǔ)上，采用空白保護(hù)間隔替代循環(huán)前綴，來抑制符號間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)和載波間干擾(Inter-Carrier Interference,ICI)，并利用雷達(dá)信號來輔助信道估計(jì)，實(shí)現(xiàn)信道均衡和補(bǔ)償多普勒頻偏的效果，達(dá)到一體化信號協(xié)同工作的目的，實(shí)現(xiàn)頻譜利用率和性能的提升。

圖2 雷達(dá)通信系統(tǒng)簡圖Fig.2 Radar and communication system diagram

本文主要內(nèi)容安排如下：第2節(jié)首先介紹OFDM-chirp信號的發(fā)展歷程，闡述目前所采用的OFDM-chirp信號用于一體化波形設(shè)計(jì)存在的一些問題，并提出本文一體化信號的設(shè)計(jì)方法；第3節(jié)詳細(xì)介紹本文所提出的一體化波形處理方法；第4節(jié)為仿真實(shí)驗(yàn)，對本文所提方法的有效性進(jìn)行驗(yàn)證；第5節(jié)對全文的工作進(jìn)行總結(jié)。

2 OFDM-chirp信號簡介

OFDM-chirp信號，也稱為OFDM-LFM信號[18]，最早提出是應(yīng)用于多發(fā)多收合成孔徑雷達(dá)(Multi-Input Multi-Output Synthetic Aperture Radar，MIMO SAR)中，用于生成兩路或者多路正交的信號。其基本原理是將chirp信號分別調(diào)制到不同的子載波組上，由于OFDM信號子載波之間是正交的，不同的子載波組上的信號自然也是滿足正交性的，這樣就可以在發(fā)射端和接收端進(jìn)行分離，從而實(shí)現(xiàn)在方位向上形成多個等效相位中心來進(jìn)行高分辨率寬測繪帶的成像。最早提出的基于OFDMchirp的多路正交信號存在一個非常微小的頻偏，這在現(xiàn)實(shí)實(shí)現(xiàn)中存在一定的難度[19]，文獻(xiàn)[20]提出了一種改進(jìn)的OFDM-chirp信號，該信號消除了這一微小頻偏，降低了信號產(chǎn)生的難度。改進(jìn)后的OFDM-chirp信號的生成矩陣為

其中，s1為需要調(diào)制的通信信號，可以采用二進(jìn)制移相鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)等方式調(diào)制通信信息。s2為需要調(diào)制的雷達(dá)信號，一般是線性調(diào)頻信號。可以表示為

其中，N為總子載波個數(shù)，I(k)為調(diào)制的通信信息，Δf1為子載波間隔，信號的脈寬為T/2，并且Δf1=2/T。由此可以根據(jù)信號生成矩陣得出通信信號和雷達(dá)信號的表達(dá)式為

其中，rect(·)為矩形窗函數(shù)，當(dāng)0≤x ≤1時，rect(x)=1。T為一體化信號一個符號的時寬。將式(4)變換至頻域，可以得到兩路正交信號的頻域表達(dá)式為

其中，s1(n)為s1(t)的采樣序列，s2(n)為s2(t)的采樣序列，子載波間隔Δf為Fs/N,Fs為DFT所采用的采樣率，p=0,1,2,···,N ?1,k=0,1,···,(N/2?1)。

將兩路信號相加就可以得到一體化信號的一個符號，圖3展示了一體化信號的頻域和時域形式。

圖3 一體化信號符號設(shè)計(jì)Fig.3 Symbol design of integrated signal

本文所考慮的模型為圖1所示模型，機(jī)載平臺為一體化平臺，在保持對場景探測成像的同時可以實(shí)現(xiàn)將通信數(shù)據(jù)傳輸給地面。對于采用正交波形體制設(shè)計(jì)的一體化信號而言，功能的權(quán)衡體現(xiàn)在能量的分配上。如果總發(fā)射功率不變，則其中一種信號能量的增加必然會導(dǎo)致另一種功能信號能量的損失。在一體化波形設(shè)計(jì)中，通信信號能量主要影響誤碼率，雷達(dá)探測信號能量主要影響探測距離、雷達(dá)圖像信噪比等，在設(shè)計(jì)時如果優(yōu)先保障通信功能則可以將能量資源更傾向于通信信號，如果更注重探測質(zhì)量，則應(yīng)分配給雷達(dá)探測功能更多的能量。

在文獻(xiàn)[3]中，初步介紹了OFDM-chirp信號實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信一體化的可行性。但是由于通信信號需要加入循環(huán)前綴和參考序列等用于抵抗多徑干擾以及多普勒頻偏，這些額外的開銷會降低能量利用率和頻譜效率。如果通信信號使用循環(huán)前綴而雷達(dá)信號不使用循環(huán)前綴，這種情況下，此循環(huán)前綴會影響子載波之間的正交性。如果奇偶頻點(diǎn)分別調(diào)制雷達(dá)、通信信號以后對整個符號采取循環(huán)前綴的設(shè)計(jì)，則該循環(huán)前綴在一個符號時間的積分長度內(nèi)可以保護(hù)子載波之間的正交性。同時帶來的問題是，循環(huán)前綴對于通信信號而言是為了避免多徑效應(yīng)的影響，該循環(huán)前綴的長度由場景最大多徑時延決定。對于探測系統(tǒng)而言，為了信號的正交性能，積分區(qū)間需要取一個符號的長度，則場景的測繪帶寬將受到循環(huán)前綴的限制。對于探測信號而言，該循環(huán)前綴長度要大于場景最遠(yuǎn)目標(biāo)的回波和最近目標(biāo)的回波到達(dá)接收機(jī)的時延。對于這種情況，需要循環(huán)長度比較長，是對資源的一種浪費(fèi)。所以本文在此基礎(chǔ)上，提出了一種OFDM-chirp一體化信號的設(shè)計(jì)和處理方法，該方法沒有采用傳統(tǒng)的添加循環(huán)前綴的方法，而是采用了插入空白保護(hù)間隔的設(shè)計(jì)方法，降低了載波間干擾和符號間干擾的同時，實(shí)現(xiàn)了能量利用率的提升。并且本文提出了一種利用雷達(dá)信號輔助信道估計(jì)和多普勒估計(jì)的方法，節(jié)約了傳統(tǒng)通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻信號和訓(xùn)練序列的開銷，仿真分析證明了本文所提方法的有效性。

3 基于OFDM-chirp的一體化信號設(shè)計(jì)和處理方法

3.1 基于空白保護(hù)間隔的OFDM-chirp一體化信號設(shè)計(jì)方法

當(dāng)多載波通信系統(tǒng)傳輸時存在多徑效應(yīng)，會產(chǎn)生ICI和ISI等現(xiàn)象[21]。使用循環(huán)前綴可以使接收窗的時間內(nèi)僅存在一個符號的信號，來消除ISI帶來的影響。并且可以利用FFT的循環(huán)卷積特性，使接收信號在完整積分區(qū)間內(nèi)各個子載波都是整數(shù)個周期，不同的到達(dá)時間只讓信號發(fā)生了相位的變化，從而在進(jìn)行信道均衡后可以將ICI的影響降到最低。

通過分析，循環(huán)前綴主要有兩個作用：一個是維持子載波間的正交性，保證積分區(qū)間內(nèi)子載波個數(shù)為整數(shù)；二是提供保護(hù)間隔，將可能存在的其他符號的信號去除。采用空白保護(hù)間隔可以滿足第二個作用，在接收信號時對信號進(jìn)行符號分割，保證每個接收窗內(nèi)僅存在當(dāng)前符號，則可以實(shí)現(xiàn)消除ISI的目的，如圖4所示，在加入CP和保護(hù)間隔后，ISI均可以得到抑制。對于ICI，可以通過選取合適的時間窗長度，使其大于每個符號的持續(xù)時間，而又不至于發(fā)生混疊，這樣對于整個積分區(qū)間，不同子載波的周期數(shù)仍然是整數(shù)，如圖5所示，所以可以抗載波間干擾。假設(shè)接收時的采樣率為Fq，采樣點(diǎn)數(shù)為Nm，則經(jīng)過FFT以后，需要滿足 Δf為Fq/Nm的整數(shù)倍，才可以準(zhǔn)確地將對應(yīng)子載波的權(quán)值解調(diào)出來。如果不滿足此條件，需要將積分區(qū)間補(bǔ)零，直至滿足此條件。

圖4 抗ISI原理圖Fig.4 Schematic diagram of ISI resistance

圖5 抗ICI原理圖Fig.5 Schematic diagram of ICI resistance

3.2 一體化信號處理方法

本文提出的基于OFDM-chirp信號的一體化波形設(shè)計(jì)和處理方法如圖6所示，首先將通信信息經(jīng)過分組和編碼以后與雷達(dá)信號一起調(diào)制到不同的符號上，經(jīng)過無線傳輸和探測場景以后到達(dá)接收端。在接收端，首先對接收到的信號進(jìn)行符號分割和信號補(bǔ)零。利用一體化信號中調(diào)制的chirp信號進(jìn)行多普勒估計(jì)，并對頻偏進(jìn)行補(bǔ)償。在補(bǔ)償多普勒之后，雷達(dá)與通信信號就可以實(shí)現(xiàn)正交解調(diào)和分離。利用解調(diào)出的雷達(dá)信號可以進(jìn)行后續(xù)的探測成像處理，并輔助通信信號實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)，從而恢復(fù)出原始通信信息。

圖6 基于OFDM-chirp信號的雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)與處理流程圖Fig.6 Joint radar and communication waveform design and processing flow chart based on OFDM chirp signal

3.2.1 一體化信號探測存在距離模糊現(xiàn)象及補(bǔ)償方法

由于OFDM-chirp信號解調(diào)的時候需要進(jìn)行頻域的抽取，所以采用其進(jìn)行探測成像時會有固有的距離模糊問題，下面將具體分析其距離模糊成因。

雷達(dá)探測和成像等功能需要獲取目標(biāo)的位置信息，距離向的位置信息是利用脈沖壓縮以后的峰值位置來確定的。對于一個信號而言，如果在時域僅僅發(fā)生了移位或者是循環(huán)移位，對應(yīng)的，其頻域信號的幅值不變，而相位會發(fā)生變化。而脈沖壓縮的頻域處理正是利用了這一原理，獲取了目標(biāo)在頻域的相位移動特性，并通過傅里葉逆變換到時域，從而得到信號在時域上的平移距離。

在OFDM-chirp信號解調(diào)時，需要對頻域信號進(jìn)行抽取。抽取將會導(dǎo)致部分信息的缺失，如果載波上的相位移動超過一個周期，就會發(fā)生距離模糊現(xiàn)象。如圖7所示，信號在時域發(fā)生了平移，相應(yīng)的，經(jīng)過傅里葉變換后某一載波的相位也發(fā)生了改變。如果相位的改變正好是 2π的整數(shù)倍，那么他們在頻域抽取以后就無法區(qū)別。所以我們需要將探測范圍限定在最大不模糊距離以內(nèi)。在實(shí)際系統(tǒng)中，可以結(jié)合數(shù)字波束成形(Digital Beam Forming,DBF)等技術(shù)，來達(dá)到這一限制。

圖7 距離模糊成因Fig.7 Causes of distance ambiguity

3.2.2 多普勒頻移的估計(jì)與補(bǔ)償

OFDM通信系統(tǒng)是多載波系統(tǒng)，多普勒頻移對多載波系統(tǒng)的性能影響比較嚴(yán)重。當(dāng)頻偏很小的時候，通信系統(tǒng)的星座圖將發(fā)生偏移，而隨著多普勒頻偏的增大，通信系統(tǒng)星座圖將發(fā)生非常嚴(yán)重的惡化。不僅如此，多普勒頻偏還會影響子載波之間的正交性，造成能量的泄漏，這將嚴(yán)重影響雷達(dá)探測成像的性能和通信誤碼率。在OFDM通信系統(tǒng)里，有專門的訓(xùn)練序列用于頻率同步的粗估計(jì)和精估計(jì)，這些額外的開銷也將會造成頻譜資源的浪費(fèi)。對于OFDM系統(tǒng)而言，保證子載波間正交性的條件是

T表示信號周期，m和n分別表示不同的子載波序號。對于不同的子載波，在完整的信號周期內(nèi)兩者積分結(jié)果為0。當(dāng)由于物體運(yùn)動產(chǎn)生多普勒或者發(fā)射端和接收端的本振頻率存在偏差時，會產(chǎn)生頻偏。頻偏會使得原本正交的各個子載波之間產(chǎn)生干擾，從而導(dǎo)致信號解調(diào)出現(xiàn)錯誤。

本文設(shè)計(jì)的發(fā)射信號可以表示為

其中，fc為載波頻率，sl(t)為基帶信號。

不考慮噪聲的情況下，在接收端通過去載頻和低通濾波器以后的接收信號為

其中，fd為多普勒頻偏。

對于一體化信號而言，fd會產(chǎn)生兩類影響，一類是破壞子載波的正交性，導(dǎo)致雷達(dá)信號與通信信號產(chǎn)生相互干擾，另一類是雷達(dá)信號和通信信號各自的子載波間產(chǎn)生干擾，從而影響性能。對于第1類影響，頻率的偏移導(dǎo)致各自信號的能量泄漏到另一組子載波上，其能量泄漏與原能量的比值可以用歸一化多普勒頻偏表示。

定義ε為歸一化子載波偏移為頻偏與子載波間隔的比值

定義泄漏到另一子載波組的能量與原信號能量之比為

其中，Ecom,rad表示泄漏到雷達(dá)子載波中的通信信號的能量，Ecom表示原通信信號的能量，Erad,com表示泄漏到通信子載波中的雷達(dá)信號的能量，Erad表示原始雷達(dá)信號的能量。這部分能量的泄漏可以近似看作加性噪聲，會造成雷達(dá)信號的脈沖壓縮性能的下降，積分旁瓣比(Integrate the Side Lobe Ratio,ISLR)的惡化，并會造成誤碼率的上升。

第2類影響是兩種功能的信號之間的子載波間存在相互干擾的結(jié)果。對于探測信號，該部分影響主要表現(xiàn)為影響脈壓結(jié)果和峰值的位置，對于通信信號，該部分干擾會使通信星座圖發(fā)生偏轉(zhuǎn)并最終發(fā)生混疊，嚴(yán)重影響通信性能。

首先分析頻偏對探測信號的影響，不考慮子載波組間泄漏能量的情況下，解調(diào)以后的雷達(dá)信號頻域形式可以表示為

頻域匹配濾波器為

匹配濾波以后

變換至?xí)r域以后

可以看出，頻偏會影響脈壓結(jié)果，并影響脈壓峰值的位置。

下面對通信信號進(jìn)行分析，不考慮泄漏能量的情況下，假設(shè)發(fā)射端調(diào)制的通信信號經(jīng)過采樣后為

其中，N為采樣點(diǎn)數(shù)，Xcom如式(5)所示。

經(jīng)過多普勒偏移以后的信號為

其中，w(n)為噪聲序列。

對接收信號做FFT可得

可以得到

其中

從式(19)可以看出，隨著ε的增大，也就是多普勒頻移的增大，得到的信號序列與原序列的差距也就越大。對應(yīng)的星座圖的變化如圖8所示。星座圖從一開始的小幅偏轉(zhuǎn)和彌散，到逐漸混疊，多普勒對通信誤碼率的影響變得越來越不可忽視。所以需要對多普勒頻偏進(jìn)行補(bǔ)償。

圖8 星座圖隨著多普勒頻移增大的變化特性Fig.8 Variation characteristics of communication constellation with Doppler shift increasing

OFDM系統(tǒng)中，一般采用訓(xùn)練序列來進(jìn)行時間的同步和頻偏的估計(jì)。在一體化系統(tǒng)中，如果添加同步序列，也會降低頻譜利用率并破壞奇偶載波之間的正交性。所以本文提出可以利用已知的雷達(dá)信號進(jìn)行頻偏的估計(jì)。在不存在多普勒頻偏時，如果直接對雷達(dá)信號所在頻點(diǎn)進(jìn)行抽取，并與頻域參考信號進(jìn)行匹配濾波，其功率輸出最大。在存在多普勒頻偏時，采用前文所述方法進(jìn)行解調(diào)并頻域抽取時，由于子載波頻率發(fā)生偏移，解調(diào)時引入了干擾噪聲，這對于匹配濾波的功率輸出是沒有貢獻(xiàn)的。所以，找到雷達(dá)信號匹配濾波輸出最大時的多普勒頻率偏移即為多普勒頻偏的估計(jì)值。

得到多普勒頻偏的估計(jì)值以后，就可以對信號進(jìn)行頻偏補(bǔ)償。對已知頻偏的信號有兩種方法，一種是時域的方法，將信號乘上一個多普勒補(bǔ)償因子，從而得到補(bǔ)償以后的信號，如式(20)所示。

第2種方法是頻域方法

如圖9所示，在正交解調(diào)前，先利用已知的先驗(yàn)信息對頻譜偏移進(jìn)行估計(jì)并補(bǔ)償，之后采用正交解調(diào)的方法，就可以將雷達(dá)信號和通信信號進(jìn)行分離。

圖9 多普勒頻移補(bǔ)償方法流程圖Fig.9 Flow chart of Doppler shift compensation method

3.2.3 一體化信號信道估計(jì)方法

在接收端補(bǔ)償多普勒頻偏以后，雷達(dá)信號與通信信號為兩組正交信號，利用其頻偏交叉的特性，可以利用雷達(dá)信號的先驗(yàn)信息對信道進(jìn)行估計(jì)，并在插值后得到通信信號的信道估計(jì)結(jié)果，實(shí)現(xiàn)信道均衡與同步等操作。用于一體化信號的信道估計(jì)方法如圖10所示。同時該方法可以很容易地判斷哪些子載波上的信號發(fā)生了深衰落，從而針對性地使用其他的子載波來進(jìn)行大數(shù)據(jù)量的傳輸。

圖10 一體化信號信道估計(jì)流程Fig.10 Flow chart of integrated signal channel estimation

3.2.4 一體化信號的峰均功率比的影響

峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)，也稱作峰均比(Peak to Average Ratio,PAR)，其定義如式(23)所示

其中，xn為時域信號序列。

由于OFDM采用多載波技術(shù)，當(dāng)各個子載波相位相同時，會出現(xiàn)比較高的峰值功率，從而導(dǎo)致其具有高的峰均功率比。在傳統(tǒng)通信領(lǐng)域，通信信號被調(diào)制到特定的星座圖上，這將導(dǎo)致其多個子載波的相位一定是相同的，從而產(chǎn)生較大的峰值功率。

雷達(dá)探測所使用的線性調(diào)頻信號，通過二次相位調(diào)制，保證了其時域恒模的特性，在OFDM子載波上調(diào)制二次相位的chirp信號可以有效地降低峰均比。所以使用OFDM-chirp信號進(jìn)行一體化波形設(shè)計(jì)時，與OFDM通信信號相比，峰均功率比也會下降。

3.3 使用循環(huán)前綴與本文方法信噪比分析

本節(jié)主要對使用循環(huán)前綴的信號與使用空白保護(hù)間隔方法的信噪比進(jìn)行了對比和分析。

使用循環(huán)前綴的信號，假設(shè)發(fā)射信號每個符號包含的通信信號的能量為Ets，符號持續(xù)時間為Tg+Ts，其中Tg為循環(huán)前綴長度。接收窗持續(xù)時間為Ts，信號傳信率為Rb，噪聲等效帶寬為W，從發(fā)射到采樣信號經(jīng)過的信道總衰減為L，其中包含了多徑的影響。從而可以得出，對于使用循環(huán)前綴的信號，接收信號有用信息的總能量為

噪聲信號的總能量為

其中，Eb表示通信信號的每比特平均功率。

對于使用空白保護(hù)間隔的信號，假設(shè)其他參數(shù)都與使用CP的信號相同，不同的是其符號持續(xù)時間為Ts，接收窗持續(xù)時間為Ts+Tg?？梢缘贸?，接收信號有用信號的總能量為

噪聲信號的總能量為

從而可以得出使用空白保護(hù)間隔的(Eb/N0)′

從而可以得出結(jié)論，使用循環(huán)前綴的方法在發(fā)射信號的能量利用率上比較低，但是接收時間窗的增加會使使用空白保護(hù)間隔的系統(tǒng)噪聲能量的增加。如果接收窗持續(xù)時間選取與帶有CP的信號發(fā)射時長一致的時間窗，則在其他條件都相同的條件下，兩者的Eb/N0一樣。在實(shí)際應(yīng)用中，傳統(tǒng)信號還需要訓(xùn)練序列和導(dǎo)頻等額外開銷，這些開銷會進(jìn)一步降低頻譜利用率和能量效率，所以采用本文所提出的信道估計(jì)方法可以提升頻譜效率和能量利用率。

4 仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證本文所提的OFDM-chirp雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)和處理方法的有效性，本文設(shè)計(jì)了仿真實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。本文仿真參數(shù)如表1所示，所采用的通信調(diào)制方法為QPSK調(diào)制。從圖11(c)可以看出，多普勒頻偏帶來的子載波正交性的破壞造成了積分旁瓣比的抬升。圖11(b)可以看出，多普勒同時會帶來脈壓位置的改變，從而影響了雷達(dá)探測性能。圖11(c)展示了在不同多普勒頻偏的條件下，一體化信號中雷達(dá)探測信號積分旁瓣比的變化。圖11(d)展示了不同多普勒頻偏下通信誤碼率的結(jié)果?？梢钥吹?，多普勒頻偏會對一體化信號的性能產(chǎn)生嚴(yán)重影響。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖11 多普勒頻偏帶來的影響Fig.11 Influence of Doppler-shift

圖12給出了多普勒頻偏對點(diǎn)目標(biāo)成像影響的仿真結(jié)果。圖12(a)展示了使用CP的一體化信號在ε=0.1時的成像結(jié)果。圖12(b)為使用CP的一體化信號經(jīng)過多普勒補(bǔ)償以后的成像結(jié)果。圖12(c)為本文設(shè)計(jì)的OFDM-chirp一體化信號在ε=0.1時的成像結(jié)果。圖12(d)為本文設(shè)計(jì)的OFDM-chirp一體化信號經(jīng)過多普勒補(bǔ)償以后的成像結(jié)果。從圖12(b)和圖12(d)的對比可以看出，本文方法的點(diǎn)目標(biāo)成像具有較少的模糊能量。圖13針對圖12(b)和圖12(d)的結(jié)果給出了距離向切片，其相關(guān)指標(biāo)如表2所示，本文設(shè)計(jì)信號的探測信號峰值旁瓣比(Peak Side Lobe Ratio,PSLR)為–13.24dB，優(yōu)于使用CP的一體化信號–10.94dB的PSLR；并且ISLR為–9.67dB，優(yōu)于傳統(tǒng)方法的–6.04dB。

表2 點(diǎn)目標(biāo)距離向切片指標(biāo)對比(補(bǔ)償多普勒后)Tab.2 Index comparison of point target

圖12 受多普勒影響的點(diǎn)目標(biāo)成像仿真結(jié)果Fig.12 Imaging results of point target affected by frequency offset

圖13 點(diǎn)目標(biāo)距離向切片指標(biāo)對比Fig.13 Index comparison of point target

圖14展示了一體化信號的通信傳輸仿真結(jié)果。圖14(a)為傳輸?shù)脑紙D像，圖14(b)為ε=0.1時接收圖像，此時誤碼率為0.028，圖14(c)為經(jīng)過多普勒補(bǔ)償和信道估計(jì)以后的接收圖像，此時誤碼率為0.00071?？梢钥闯?，本文所提出的多普勒補(bǔ)償方法和信道估計(jì)方法可以有效地補(bǔ)償多普勒頻偏和信道失真帶來的影響。

圖14 通信傳輸結(jié)果Fig.14 Results of communication transmission

圖15給出了使用CP和本文方法在無多普勒頻偏時，每個符號的信號能量、噪聲功率譜密度一樣情況下的誤碼率性能表現(xiàn)，其中藍(lán)色線條表示理論誤碼率，采用調(diào)制方式為QPSK。仿真結(jié)果表明，一體化波形的通信傳輸性能與理論誤碼率比較吻合。

圖15 通信誤碼率與Eb/N0的關(guān)系Fig.15 The relationship of communication error rate andEb/N0

圖16給出了在多徑情況下本文方法與使用CP方法的性能對比。在此仿真中，調(diào)制方式為QPSK，多徑信號對應(yīng)的距離為[0192m384m]，多徑信號功率比為[1 1 1]。傳統(tǒng)方法的循環(huán)前綴Tg=Ts/4，并使用了1/4的子載波調(diào)制導(dǎo)頻信號。可以看出，在存在多徑時直接解調(diào)的誤碼率非常高，在進(jìn)行信道估計(jì)以后，誤碼率性能得到了提升，并且采用本文提出的方法后，誤碼率性能要優(yōu)于使用循環(huán)前綴并采用1/4子載波調(diào)制導(dǎo)頻信號的傳統(tǒng)方法。而且本文方法不需要導(dǎo)頻信號，與傳統(tǒng)方法相比，提升了頻譜效率和能量利用率。

圖16 多徑情況下誤碼率性能對比Fig.16 BER performance comparison in the presence of multipath

圖17給出了QPSK調(diào)制下，OFDM-chirp一體化信號與通信信號的峰均功率比的概率密度分布函數(shù)。圖17(a)、圖17(b)、圖17(c)分別給出了64個子載波、256個子載波和512個子載波下的PAPR對比情況，其中C表示通信信號，JRC表示一體化信號。從圖17可以看出，隨著子載波個數(shù)的增加，峰均功率比變大的概率更高；與OFDM通信信號相比，采用OFDM-chirp調(diào)制以后，一體化信號的峰均比約下降4dB，這對于提高通信性能具有非常重要的意義。在更低的峰均比下，功率放大器的性能可以得到更大的釋放，從而在實(shí)際應(yīng)用中可以發(fā)射更大功率的信號。

圖17 不同載波個數(shù)下的一體化信號的峰均功率比Fig.17 Peak to average power ratio of integrated signal with different number of carriers

5 結(jié)論

本文針對雷達(dá)通信一體化波形設(shè)計(jì)和處理方法開展了研究，提出了一種新的基于OFDM-chirp信號的一體化波形設(shè)計(jì)方法，分析了該方法設(shè)計(jì)的一體化信號在多普勒頻偏存在時的性能退化機(jī)理，提出了相應(yīng)的補(bǔ)償方法和信道估計(jì)方法，并利用仿真實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。其優(yōu)點(diǎn)如表3所示。傳統(tǒng)方法采用循環(huán)前綴的設(shè)計(jì)來降低ICI和ISI，但是會影響雷達(dá)的探測性能。本文提出的方法與傳統(tǒng)波形設(shè)計(jì)方法相比，沒有采用循環(huán)前綴的設(shè)計(jì)，而是采用空白保護(hù)間隔，避免了虛假目標(biāo)的同時，提升了能量利用率，仿真表明該方法在不影響通信性能的情況下提升了雷達(dá)探測成像的性能。在QPSK的條件下，與OFDM通信信號相比，一體化信號的峰均比約降低4dB。本文提出的一體化波形的處理方法可以有效地對抗多徑效應(yīng)和多普勒頻偏，存在多徑的信道可以被有效的估計(jì)，并且補(bǔ)償頻偏以后誤碼率大大降低。本文所提方法在點(diǎn)目標(biāo)成像方面，PSLR由傳統(tǒng)方法的–10.94dB降低至–13.24dB，ISLR由–6.04dB降低至–9.67dB。仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了以上結(jié)論。

表3 本文方法與傳統(tǒng)方法對比Tab.3 The comparison between traditional method and the method proposed in this paper