三電平NPC 逆變器的SHEPWM 和DPWM 切換策略研究

王紅斌，劉成柱，吳 龍，葛廣林，袁 帥，劉京斗

( 1. 北京電力設(shè)備總廠有限公司，北京 102401；2. 中國能源建設(shè)集團(tuán)有限公司工程研究院，北京 100022；3. 北京交通大學(xué)，北京 100044)

0 引言

光伏逆變器等新能源發(fā)電裝置的額定功率越來越大，中壓大功率逆變器成為近年來研究的熱點(diǎn)。與兩電平逆變器相比，三電平NPC逆變器具有較高的輸出波形質(zhì)量和電壓輸出能力以及較低的dv/dt等優(yōu)點(diǎn)[1]，在大功率變流器中得到日益廣泛的關(guān)注。隨著電壓電流等級的提高，功率器件的開關(guān)損耗也隨之升高。為了降低損耗[2]，開關(guān)頻率通常低于1 kHz[3]。三電平中壓大功率逆變器開關(guān)頻率低，使用傳統(tǒng)的SPWM調(diào)制輸出電壓電流含有較多低次諧波，會讓濾波器設(shè)計(jì)變得困難。中點(diǎn)電位不平衡會導(dǎo)致交流輸出電壓中產(chǎn)生低次諧波，影響電能質(zhì)量和系統(tǒng)效率。因此，中點(diǎn)電位平衡的控制算法是多電平逆變器的重要研究方向之一。

文獻(xiàn)[4]引入三次諧波控制方程和脈沖電壓波動權(quán)值系數(shù)，對傳統(tǒng)SHEPWM策略進(jìn)行了改進(jìn)，重構(gòu)了傅里葉方程組，具有更好的中點(diǎn)電壓波動抑制效果，但沒有考慮抑制中點(diǎn)電位偏移，不具備平衡能力。文獻(xiàn)[5]分析了SHEPWM調(diào)制策略的中點(diǎn)電位波動規(guī)律后，研究了矢量替換的中點(diǎn)平衡控制方案，采用了小矢量替換方法，不改變消除諧波的特性，且穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下都可應(yīng)用，但會增加開關(guān)頻率和損耗。文獻(xiàn)[6]提出了基于三次諧波定量控制的改進(jìn)SHEPWM方法，通過引入三次諧波控制方程重構(gòu)SHEPWM開關(guān)角求解方程，最大化程度抑制了中點(diǎn)電壓波動，但計(jì)算過程較為繁瑣復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]采用斷續(xù)脈寬調(diào)制策略可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管在一個(gè)基波周期中一定區(qū)間內(nèi)保持恒定電平，可降低開關(guān)損耗，對于大功率變流器比較適用，但該策略在低開關(guān)頻率時(shí)輸出電能質(zhì)量較差。

為了保證更好的輸出電能質(zhì)量，逆變器可采用SHEPWM調(diào)制。SHEPWM在低開關(guān)頻率下具有電能質(zhì)量好的優(yōu)點(diǎn)，但中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜，同時(shí)會升高開關(guān)頻率。為此，本文提出一種新的調(diào)制策略切換方法，正常工況下采用SHEPWM，當(dāng)中點(diǎn)電位不平衡時(shí)，再切換到DPWM調(diào)制，在不改變開關(guān)頻率的基礎(chǔ)上完成中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)。

1 SHEPWM與DPWM調(diào)制策略

三電平NPC逆變器主電路如圖1所示。每相橋臂有4個(gè)開關(guān)管，通過控制開關(guān)管規(guī)律地開通與關(guān)斷，每相橋臂可以輸出3種不同電平，分別為P、O和N。

圖1 三電平NPC逆變器主電路

三電平NPC逆變器SHEPWM調(diào)制策略的相電壓波形具有1/4周期對稱的特點(diǎn)，如圖2所示。

圖2 三電平NPC逆變器SHEPWM輸出相電壓波形

本文以開關(guān)頻率9 0 0 H z 展開研究。SHEPWM的開關(guān)角只計(jì)算前π/2，其中：α1，α2, …，α9為SHEPWM的開關(guān)角。此時(shí)有9個(gè)可控開關(guān)角，可以消除5、7、11、13、17、19、23和25次諧波。

定義調(diào)制度m為相電壓的基波幅值a1與直流側(cè)電壓Udc一半的比值：m=a1/(Udc/2)。簡化后，SHEPWM的消諧非線性方程組為：

用MATLAB優(yōu)化工具包中FSOLVE函數(shù)求解非線性超越方程組(1)。根據(jù)不同的調(diào)制度m可求出一組關(guān)于m的開關(guān)角，計(jì)算m在0.60～1.15之間的開關(guān)角的解軌跡，如圖3所示。

圖3 開關(guān)角的解軌跡

圖4 三電平NPC逆變器PWM載波實(shí)現(xiàn)方式

DPWM1和DPWM3是兩種不同的DPWM調(diào)制策略，其零序注入分量如表1所示。在原始調(diào)制波注入對應(yīng)零序分量[8]，生成新的三相調(diào)制波，再與相應(yīng)的載波進(jìn)行比較，從而生成對應(yīng)的脈沖信號。圖5為疊加零序電壓后的調(diào)制波波形和載波比較產(chǎn)生DPWM波形。

圖5 DPWM波形

表1 DPWM零序注入分量

2 基于中點(diǎn)電位的切換策略

SHEPWM實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡調(diào)節(jié)較復(fù)雜，但它可以消除大部分低次諧波，使逆變器交流側(cè)電能質(zhì)量更好；而單獨(dú)使用DPWM策略可調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位波動，但交流側(cè)電能質(zhì)量相對差一些，將這兩種策略結(jié)合起來則能達(dá)到更好效果。

正常情況下三電平N P C 逆變器采用SHEPWM調(diào)制，交流側(cè)輸出電能質(zhì)量較好，中點(diǎn)電位最終會在0 V上下等幅波動，中點(diǎn)電壓三倍頻波動大小由主回路直流側(cè)電容參數(shù)決定，該調(diào)制策略對中點(diǎn)電位的波動幅值并無調(diào)節(jié)能力；當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生擾動之后，中點(diǎn)電位發(fā)生波動，當(dāng)增大到一定程度時(shí)，使用小矢量替換方法可完成中點(diǎn)電位不平衡控制，但會增加開關(guān)頻率。因此，穩(wěn)態(tài)情況下用SHEPWM本身不能對中點(diǎn)電位波動的大小進(jìn)行控制；當(dāng)出現(xiàn)擾動后，雖可控制中點(diǎn)電位的波動在一定范圍，但會增加系統(tǒng)的開關(guān)損耗。

DPWM1與DPWM3策略對中點(diǎn)電位起相反作用[9]，中點(diǎn)電位的調(diào)節(jié)可以用起相反作用的DPWM策略調(diào)節(jié)至平衡。在逆變工況下，本文根據(jù)DPWM1與DPWM3策略對中點(diǎn)電位起相反作用對中點(diǎn)電位偏差進(jìn)行調(diào)節(jié)。

具體實(shí)現(xiàn)方法：①當(dāng)系統(tǒng)中有明顯的中點(diǎn)電位偏移后，例如當(dāng)中點(diǎn)電位平均值偏差小于設(shè)定的下限值時(shí)，調(diào)制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM1，通過DPWM1策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當(dāng)平均值大于0 V時(shí)切換到SHEPWM；②當(dāng)系統(tǒng)的中點(diǎn)電位平均值偏差大于設(shè)定的上限值時(shí)，調(diào)制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM3，通過DPWM3策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當(dāng)電壓平均值偏差小于0 V時(shí)切換到SHEPWM，通過滯環(huán)思想完成了SHEPWM和DPWM策略切換，滯環(huán)切換流程如圖6所示。

圖6 SHEPWM與DPWM滯環(huán)切換流程圖

3 SHEPWM與DPWM功率器件損耗計(jì)算

大功率逆變器的損耗主要是開關(guān)器件損耗，由導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗構(gòu)成。當(dāng)三電平NPC逆變器處于逆變工況下，即功率因數(shù)cosφ>0，此時(shí)外管T1、T4損耗最大，其中，T1和T4互為對偶。以2.5 MW系統(tǒng)、交流側(cè)線電壓3 000 V、直流側(cè)電壓5 200 V為例進(jìn)行計(jì)算，IGBT的技術(shù)參數(shù)及實(shí)際工作條件如表2所示。

表2 IGBT技術(shù)參數(shù)及實(shí)際工作條件

計(jì)算得到DPWM1、DPWM3和SHEPWM調(diào)制算法的開關(guān)管T1、T4最大損耗，計(jì)算結(jié)果如表3所示。

表3 不同調(diào)制算法下的開關(guān)管T1、T4最大損耗 W

本文提出的SHEPWM和DPWM在切換過程中整個(gè)系統(tǒng)開關(guān)管損耗介于單獨(dú)使用DPWM和SHEPWM的損耗之間。

4 仿真驗(yàn)證

利用MATLAB軟件搭建2.5 MW三電平NPC逆變器帶電阻負(fù)載做仿真驗(yàn)證，逆變器的主要參數(shù)如表4所示。逆變器經(jīng)過LCL濾波器后接純電阻負(fù)載時(shí)負(fù)載側(cè)相電流波形、中點(diǎn)電位波動和狀態(tài)切換圖如圖7所示。

表4 逆變器主要參數(shù)

仿真從0.1 s開始加入中點(diǎn)電位平衡控制，當(dāng)中點(diǎn)電壓偏差超過上下限值時(shí)進(jìn)行中點(diǎn)電位不平衡控制。藍(lán)色曲線是中點(diǎn)電壓波動值，系統(tǒng)初始時(shí)采用SHEPWM調(diào)制，當(dāng)電壓偏差小于下限設(shè)定值(-50 V)時(shí)，系統(tǒng)切換為DPWM1調(diào)制策略可使中點(diǎn)電位偏差上移，直至電壓偏差大于0 V后切回SHEPWM；當(dāng)電壓偏差超過上限設(shè)定值(50 V)時(shí)切換為DPWM3策略可使中點(diǎn)電位偏差下移，直至電壓偏差小于0 V后切回SHEPWM。圖7中調(diào)節(jié)過程約為0.3 s，中點(diǎn)電位偏差可控制在上下限值之間。圖8、圖9和圖10分別是逆變器采用SHEPWM、DPWM1和DPWM3策略的橋臂輸出相電壓及線電壓波形。

圖7 中點(diǎn)電位波動、狀態(tài)切換圖和負(fù)載電流波形

圖8 逆變器采用SHEPWM策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖9 逆變器采用DPWM1策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖10 逆變器采用DPWM3策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

負(fù)載電流的傅里葉分析如表5所示。從表5可知，采用SHEPWM調(diào)制的電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)為0.62%，電流波形質(zhì)量好，而采用DPWM1和DPWM3的電流THD值分別為4.61%和5.58%，低次諧波含量較多。

表5 負(fù)載電流傅里葉分析 %

5 結(jié)語

本文充分利用SHEPWM策略有較好的輸出電能質(zhì)量和DPWM具有較強(qiáng)中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)能力的優(yōu)點(diǎn)，提出了三電平NPC逆變器低開關(guān)頻率下的SHEPWM和DPWM切換策略。當(dāng)中點(diǎn)電位處于正常范圍內(nèi)，采用SHEPWM實(shí)現(xiàn)較好的輸出電能質(zhì)量；中點(diǎn)電位超過允許偏差時(shí)，依據(jù)偏差方向選取適當(dāng)?shù)腄PWM策略實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位控制。最后，通過MATLAB軟件對該切換策略進(jìn)行了仿真計(jì)算，驗(yàn)證了切換策略的正確性和有效性。