多諧振控制零電壓開關(guān)單相高頻隔離逆變器

朱文杰，周克亮，汪洋，任聰 ，邱志鵬

(1.青島理工大學(xué) 信息與控制工程學(xué)院，山東 青島 266520；2.武漢理工大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，武漢 430070；3.國(guó)家電網(wǎng)濟(jì)南供電公司，濟(jì)南 250012)

0 引 言

高頻鏈逆變器相比于工頻變壓器隔離的逆變器，具有體積小，重量輕、噪聲小和造價(jià)低等特點(diǎn)。常規(guī)的高頻鏈逆變器由DC/HFAC/DC/AC三級(jí)變換構(gòu)成，因其中間有一級(jí)是二極管整流電路，所以功率是單方向的。同時(shí)，因?yàn)楣β首儞Q等級(jí)較多，導(dǎo)致效率降低；兩級(jí)功率變換需要單獨(dú)的控制器，控制較復(fù)雜；直流母線的大電容會(huì)降低可靠性。雙向高頻鏈逆變器[1-9]采用DC/HFAC /AC兩級(jí)變換，不需要直流母線大電容，且只需要一個(gè)控制器即可對(duì)輸出電壓進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)。

周波變換器類型的高頻鏈逆變器，周波變換器的切換會(huì)引起變壓器副邊漏感電流和輸出電流的強(qiáng)制換流，從而引起電壓過沖和振蕩。為了避免這種情況，有研究者提出單極性調(diào)制中加入周波變換器切換時(shí)的交疊導(dǎo)通[3,5]和采用雙極性調(diào)制[5-7]的方法，雙極性調(diào)制則需要額外檢測(cè)電感電流的方向[6-7]。雖有研究者開發(fā)了鉗位電路及其相應(yīng)的調(diào)制方法來抑制電壓過沖[2,8]，但其調(diào)制方法仍然需要檢測(cè)電感電流。

高頻隔離逆變器采用了單極性調(diào)制方案，并選取了全橋鉗位電路[2,11-12]以消除電壓過沖和振蕩問題。文獻(xiàn)[11]未給出軟開關(guān)的詳細(xì)調(diào)制策略及多諧振的控制。建立了該逆變器數(shù)學(xué)模型，并開發(fā)了多諧振控制器對(duì)該高頻鏈逆變器的輸出電壓進(jìn)行高性能控制。

1 電路、調(diào)制方法和穩(wěn)態(tài)工作過程

1.1 高頻隔離逆變器電路拓?fù)浜驼{(diào)制方法

圖1 為帶鉗位電路的單相高頻隔離逆變器[2,4-5,11]，LK是折算到變壓器原邊的漏感，C1～C4是結(jié)電容和開關(guān)上并聯(lián)電容之和，Lf和Cf分別是濾波的電感和電容，虛線框里面是鉗位電路。

圖1 帶鉗位電路的單相高頻隔離逆變器Fig.1 HFL PWM inverter with voltage clamps

在不考慮鉗位電路的情況下，逆變器的開關(guān)方式為單極性調(diào)制，并在周波變換器切換時(shí)加入交疊時(shí)間以抑制切換造成的電壓過沖。其主要調(diào)制信號(hào)波形如圖2 所示，其中ug和uc分別代表調(diào)制波和三角載波。原邊的H橋上下管上加入了死區(qū)。對(duì)照?qǐng)D2(a)與圖2(f)的波形不難看出，整個(gè)高頻隔離逆變器雖然拓?fù)漭^為復(fù)雜，但其實(shí)與常規(guī)的單相單極性PWM逆變器等價(jià)。

圖2 高頻隔離逆變器的調(diào)制方法Fig.2 Modulation of the high frequency link inverter

在調(diào)制波ug>0時(shí)，未加入鉗位電路前高頻隔離逆變器幾個(gè)載波周期的詳細(xì)波形如圖3所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果發(fā)現(xiàn)在周波變換器切換處和PWM輸出的上升沿及下降沿處，仍然有電壓過沖和振蕩的現(xiàn)象。

圖3 未加鉗位電路高頻隔離逆變器主要波形圖Fig.3 Waveforms in detail of the HFL inverter without clamps

為了消除這些電壓振蕩和過沖，添加了一全橋鉗位電路。在不改變?cè)兄麟娐烽_關(guān)調(diào)制方式的情況下，鉗位電路在調(diào)制波ug>0情況下的開關(guān)調(diào)制方法如圖4所示。可以看出在周波變換器切換時(shí)刻(比如t7和t15等)變壓器副邊電流iC和iE不再有突變，所以不會(huì)產(chǎn)生電壓過沖。另外還消除了由于漏感和副邊結(jié)電容諧振而在PWM輸出的上升沿和下降沿處產(chǎn)生的過沖和振蕩。調(diào)制波ug<0的工作情形與之類似，原邊的左右兩橋臂的角色互換，副邊上下雙向開關(guān)的角色互換。

圖4 帶鉗位電路高頻隔離逆變器主要波形圖Fig.4 Waveforms in detail of the HFL inverter with clamps

1.2 穩(wěn)態(tài)工作過程分析

假設(shè)帶鉗位電路的高頻隔離逆變器已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，濾波電感Lf遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于漏感LK，且C1=C2=C3=C4=CR。在調(diào)制波ug>0時(shí)，變壓器原邊H橋中S1S2是超前橋臂，S3S4是滯后橋臂。雖然濾波電感電流iLf是交流量，但在該載波周期內(nèi)認(rèn)為電感電流很大，并保持不變。其工作過程類似于零電壓開關(guān)的移相全橋DC/DC變換器[15]，以u(píng)g>0為例具體分析如下：

1)t0～t1階段，如圖5(a)所示。t0時(shí)刻S3關(guān)斷，原邊變壓器漏感電流給電容C4放電，給電容C3充電，輸入電壓uAB等于電容C3上的電壓，隨著該電容的充電，其uAB開始上升。

N2繞組和N3繞組同時(shí)導(dǎo)通，通過S5D6支路、SC2DC6支路和SC4DC6支路提供足夠的濾波電感電流iLf。副邊繞組C和E兩點(diǎn)通過鉗位電路相連通，uAB=uCD=uDE=0。

在這個(gè)時(shí)間段，LK與C3、C4發(fā)生諧振，原邊電流iA<0，初始值為I0=iA(t0)，iA和電容C3、C4電壓分別是：

iA=I0cosω1(t-t0)；

(1)

vC3(t)=-Z1I0sinω1(t-t0)；

(2)

vC4(t)=E+Z1I0sinω1(t-t0)。

(3)

變壓器輸入電壓為vAB(t)=vC3(t)。

在t1時(shí)刻，C3上的電壓升高到輸入電壓E，C4上電壓降低到零，D4正壓導(dǎo)通，此階段結(jié)束。該階段的持續(xù)時(shí)間為

(4)

2)t1～t2階段，如圖5(b)所示。t1時(shí)刻，D4和D1導(dǎo)通，此時(shí)開通S4，便是零電壓開通。要保證S4上的零電壓開通，S4和S3之間的死區(qū)時(shí)間需要大于t0-1。SC2需要在S4開通之前關(guān)斷。

原邊直流電壓直接加在了原邊漏感LK上，原邊電流iA<0，向直流側(cè)回饋能量并迅速衰減，此時(shí)原邊電流為

(5)

當(dāng)iA過零時(shí)，即t2時(shí)刻，D4和D1自然關(guān)斷，S1、S4導(dǎo)通，該階段結(jié)束，其持續(xù)時(shí)間為

t1-2=-I1LK/E。

(6)

3)t2～t3階段，圖5(c)所示。t2時(shí)刻，S4已經(jīng)開通，此時(shí)S1、S4導(dǎo)通，變壓器原邊電流iA從零增大，但在開始階段，iA較小，不足以提供濾波電感的全部電流，所以繞組N3會(huì)繼續(xù)導(dǎo)通。uAB=E，原邊直流電壓直接加在了原邊漏感LK上，原邊電流從零開始增加，原邊電流值為

(7)

到t3時(shí)刻，當(dāng)原邊電流iA達(dá)到折算到原邊的濾波電感電流ILf的時(shí)候，N3繞組不再有電流流過，繞組N2承擔(dān)了所有的濾波電感電流ILf。

該階段持續(xù)的時(shí)間為

(8)

這里n=N2/N1=N3/N1。

4)t3～t4階段，如圖5(d)和圖5(e)所示。直流側(cè)電源開始通過N2繞組經(jīng)S5D6支路給副邊供電。SC1導(dǎo)通時(shí)，同SC4一起將變壓器副邊輸出鉗位到2nE，避免了輸出PWM電壓的振蕩。

原邊電流iA是

(9)

t3時(shí)刻之后開通SC1，此時(shí)SC1的集電極-發(fā)射極兩端的電位都是2nE，故SC1開通是零電壓開通。同樣在t4時(shí)刻之前要關(guān)斷SC1，其也是零電壓關(guān)斷。

5)t4～t5階段，如圖5(f)所示。t4時(shí)刻S1關(guān)斷，原邊電流iA是從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C2兩條支路上，給C1充電，給C2放電，S1是零電壓關(guān)斷，在此階段，變壓器漏感與濾波電感Lf串聯(lián)，而且Lf很大，因此在此階段內(nèi)認(rèn)為iA是近似不變的，等于折算到原邊的濾波電感電流ILf，iA和電容C1、C2上的電壓為：

I4=iA(t)≈nILf；

(10)

(11)

(12)

變壓器輸入電壓vAB=vC2，t5時(shí)刻，C2的電壓降低到零，D2自然導(dǎo)通，此階段持續(xù)的時(shí)間為

(13)

6)t5～t6階段，如圖5(g)所示。原邊D2S4導(dǎo)通，副邊因鉗位電路作用，uAB=uCD=uDE=0。t6時(shí)刻S7S8開通，即S7S8支路和S5S6支路開始換流。在t5時(shí)刻之后，SC2零電壓開通，S2零電壓開通，故要求S1與S2之間的死區(qū)時(shí)間要大于t4-5。

7)t6～t7階段，圖5(h)所示。S7S8支路和S5S6同時(shí)導(dǎo)通，兩支路開始換流。此時(shí)uCD=uDE=0，S7S8開通是零電壓開通。同樣t7時(shí)刻，S5S6零電壓關(guān)斷。

8)t7～t8階段，如圖5(i)所示。t7時(shí)刻S5S6支路關(guān)斷，其承擔(dān)的電感電流轉(zhuǎn)移到鉗位電路中去。變壓器副邊繞組中的電流沒有瞬間的突變，杜絕了電壓過沖和振蕩現(xiàn)象。

圖5 帶鉗位電路高頻隔離逆變器穩(wěn)態(tài)工作過程分析Fig.5 Operation stages of the HFL inverter with clamps

到t8時(shí)刻，S4關(guān)斷，又開始下一個(gè)載波周期的工作。

1.3 零電壓條件總結(jié)

1)周波變換器和鉗位電路的軟開關(guān)情況。

周波變換器的換流都是在變壓器輸出電壓uCD=uDE=0時(shí)進(jìn)行的，故S5、S6、S7和S8、都是零電壓開關(guān)。

正如在調(diào)制過程中分析的那樣，可以通過調(diào)節(jié)鉗位電路中IGBT的動(dòng)作時(shí)刻，能保證所有IGBT都是零電壓開斷。

2)原邊全橋電路軟開關(guān)情況。

在調(diào)制波ug>0時(shí)，變壓器原邊H橋中S1S2是超前橋臂，S3S4是滯后橋臂。在ug<0時(shí)，原邊H橋中S3S4是超前橋臂，S1S2是滯后橋臂。

如同移相全橋DC/DC電路一樣，依靠開關(guān)管上并聯(lián)的電容，能實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。超前橋臂依靠漏感和濾波電感中的能量之和實(shí)現(xiàn)零電壓開通，而滯后橋臂只能依靠變壓器漏感中儲(chǔ)存的能量。所以超前橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)更容易一些。

在高頻隔離逆變器中，濾波電感中的電流是交變的正弦量，所以濾波電感電流很小或者為零時(shí)，實(shí)現(xiàn)超前橋臂的零電壓開通也很困難。而且在該逆變器中超前橋臂和滯后橋臂每半個(gè)工頻周期交替一次。所以原邊全橋電路每個(gè)開關(guān)管在任何時(shí)刻都實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)比較困難。

2 高頻隔離逆變器電路模型

2.1 等效電路

從調(diào)制主要波形圖2中可以看出，該高頻隔離逆變器等效于普通單極性單相PWM逆變器。其等效電路如圖6所示。

圖6 帶鉗位電路高頻隔離逆變器等效電路Fig.6 Equivalent circuit of the HFL inverter

該等效電路的方程為

(14)

設(shè)控制系統(tǒng)的采樣周期為T，式(14)的離散域模型為[10，13]：

(15)

這里φij是矩陣eAT的對(duì)應(yīng)元素，gi是矩陣neAT2/2BE是的對(duì)應(yīng)元素。u(k)是當(dāng)前載波周期的占空比。

顯然，由上述高頻逆變器的數(shù)學(xué)模型來看，同常規(guī)單極性單相逆變器相比，其數(shù)學(xué)模型基本相同。故可采用常規(guī)逆變器的控制方法來控制該高頻隔離逆變器。

2.2 控制策略

逆變器的控制目標(biāo)為，在其所能承受的負(fù)載范圍內(nèi)，輸出恒壓恒頻的高質(zhì)量正弦電壓。根據(jù)內(nèi)模原理，多諧振控制器能夠?qū)ζ渲C振頻率處的正弦信號(hào)實(shí)現(xiàn)零誤差跟蹤并對(duì)主要的諧波進(jìn)行有效的抑制[13-14]。由于單相逆變器輸出電壓中的諧波主要是3、5、7等奇次諧波，多諧振控制器采用了基波諧振控制器、多個(gè)奇次諧振控制器以及比例控制器相并聯(lián)的控制方式，即

(16)

其中：Kp是比例控制系數(shù)；Kn是各比例控制系數(shù)；ω0是期望輸出電壓的角頻率。

3 實(shí) 驗(yàn)

多諧振控制的高頻隔離控制框圖如圖7所示。

圖7 多諧振控制高頻隔離逆變器框圖Fig.7 MRSC controlled high-frequency inverter system

實(shí)驗(yàn)中的參數(shù)表如表1所示。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)表Table 1 Main Circuit Parameters

未采用鉗位電路的單極性調(diào)制高頻隔離逆變器中高頻變壓器的原邊和兩個(gè)副邊電壓如圖8所示?？梢钥闯鲎儔浩鞲边呺妷涸谥懿ㄗ儞Q器切換處和PWM上升下降沿處都有電壓過沖和振蕩，并會(huì)施加到周波變換器和LC濾波器上，會(huì)引起額外的功率損耗、開關(guān)管損壞和輸出電壓的諧波量增加。

圖8 無鉗位電路高頻隔離逆變器變壓器原邊電壓uAB和副邊電壓uCD、uDEFig.8 Primary voltage uAB and secondary voltage uCD,uDE of the High-Frequency Link Inverter

在調(diào)制波正半波，加入有源鉗位電路的單極性高頻隔離逆變器的開關(guān)波形如圖9所示?？梢钥闯龀皹虮跾1能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開關(guān)，S2也是同樣的情況。而滯后橋臂里S3能實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，零電壓開通實(shí)現(xiàn)困難。S4與S3情況相同。鉗位電路中SC1能實(shí)現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷，SC2、SC3、SC4與SC1情況相同。

圖9 帶鉗位電路高頻隔離逆變器的開關(guān)波形Fig.9 Switching waveforms of the HFL inverter

周波變換器里S5S6實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，S7S7與S5S6情況相同。不難看出，在采用了全橋鉗位電路的情況下，各主電路工作電壓波形消除了過沖。

采用多諧振(1、3、5和7次)控制器，電阻負(fù)載下和整流器負(fù)載下高頻隔離逆變器的輸出穩(wěn)態(tài)電壓波形和諧波分析如圖10所示。顯然與常規(guī)PWM逆變器一樣，多諧振控制器能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)該高頻隔離逆變器的高性能控制。

4 結(jié) 論

本文提出了一種含有源鉗位電路的高頻隔離逆變器，給出了其調(diào)制方法。該逆變器不僅消除了變壓器輸出電壓的過沖和振蕩現(xiàn)象，還實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)運(yùn)行。分析發(fā)現(xiàn)其工作原理與常規(guī)PWM逆變器完全等效，建立了其數(shù)學(xué)模型，采用多諧振的控制算法對(duì)高頻隔離逆變器進(jìn)行了控制。實(shí)驗(yàn)表明論文所提出的高頻隔離逆變器在電阻負(fù)載和整流器負(fù)載下能輸出高質(zhì)量的電壓波形，消除了電壓過沖，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)運(yùn)行。