基于NCP1351B的雙管反激變換器設(shè)計

湯 偉, 方 宇, 孟 飛, 葛曉星, 楊家俊, 翁 苗, 曹松銀

(揚州大學(xué)信息工程學(xué)院, 江蘇 揚州 225127)

反激變換器常用于寬輸入電壓范圍和多路電源需求的場合,如網(wǎng)絡(luò)路由器、大功率并網(wǎng)逆變器及儲能裝置, 大多采用反激變換器為其控制電路、采樣電路、驅(qū)動電路和繼電器電路等提供多路輸出的輔助電源[1-3]; 因此, 多路輸出的反激式電源的穩(wěn)定性和效率研究備受關(guān)注．常用的反激式電源多采用脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation, PWM)[4-5], 在固定的開關(guān)頻率下電路中的變換器易于設(shè)計,但輕載運行時常出現(xiàn)“打嗝”現(xiàn)象且效率低下．為此, 李佳龍等[6]設(shè)計了反激式變換器的變頻率調(diào)制(pulse frequency modulation, PFM)策略, 實現(xiàn)負(fù)載變化時開關(guān)頻率的調(diào)節(jié), 有效降低了輕載開關(guān)損耗;安森美半導(dǎo)體公司則開發(fā)了一款低功耗的節(jié)能型芯片NCP1351B[7]用于設(shè)計低功耗反激式開關(guān)電源．NCP1351B芯片具有過電流保護、欠電壓保護和輸出短路保護等功能, 設(shè)計中采用了峰值電流補償技術(shù), 頻率下降時峰值電流約減小為最大峰值電流的30%,避免變壓器發(fā)生機械諧振, 從而降低干擾．趙齊齊等[8]通過建立反激式變換器的數(shù)學(xué)模型,從控制理論角度分析其穩(wěn)定性設(shè)計方法, 給出了控制器參數(shù)的整定方案, 保證反激變換器的穩(wěn)定運行．截至目前, 大多文獻(xiàn)[4-5,9]都是在PWM調(diào)制方式下探討控制器的參數(shù)設(shè)計方法, 且從單路輸出角度分析和建立模型．針對該情況,本文擬基于NCP1351B變頻控制芯片, 建立多路輸出反激式變換器的主電路數(shù)學(xué)模型,推導(dǎo)控制到輸出的傳遞函數(shù), 并給出電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的整定方法, 以期基于NCP1351B實現(xiàn)PFM調(diào)制并有效降低反激變換器輕載時的開關(guān)損耗．

1 電路原理分析

針對高壓輸入的多輸出反激變換器可采用如圖1所示的雙管反激電路設(shè)計．該電路采用峰值電流型雙環(huán)控制, 即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流內(nèi)環(huán)控制,電流環(huán)基于NCP1351B實現(xiàn), 電壓外環(huán)由三端穩(wěn)壓器TL431和線性光耦SFH615A-3構(gòu)成的誤差放大器實現(xiàn)．NCP1351B輸出的脈沖控制信號經(jīng)過由圖騰柱放大電路和變壓器隔離電路構(gòu)建的驅(qū)動電路后產(chǎn)生驅(qū)動信號控制開關(guān)管的通斷; 再以穩(wěn)定的12 V輸出電壓為目標(biāo)設(shè)計負(fù)反饋控制,其他路輸出電壓的穩(wěn)定性由反激變壓器T6的匝數(shù)比實現(xiàn)．

開關(guān)管V59與V60的型號均為FQP6N90C, 由NCP1351B控制驅(qū)動信號, 實現(xiàn)V59與V60的同時開通或關(guān)斷．當(dāng)V59與V60導(dǎo)通時, 電源電壓Vbus與變壓器T6的原邊形成回路, T6內(nèi)部磁通密度上升,能量存儲在T6中．當(dāng)V59與V60關(guān)斷時,T6中的能量由于反激作用而反向傳輸, 原邊的鉗位二極管V57與V58導(dǎo)通, 將原邊繞組的反激電壓與V59和V60上的電壓鉗制在電源電壓Vbus．此時, T6中存儲的能量一部分通過V57和V58返回至電容, 另一部分向副邊傳遞; 因此, 在反激過程中T6的磁通密度下降, 當(dāng)下降到初始磁通時表明一個周期結(jié)束．隨后V59與V60再次導(dǎo)通, 進(jìn)入下一個周期．通過NCP1351B控制芯片連續(xù)地導(dǎo)通/關(guān)斷開關(guān)管,可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓．

圖1 基于NCP1351B芯片的雙管反激式電路原理Fig.1 Schematic diagram of double transistor flyback circuit based on NCP1351B chip

2 小信號建模與補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

2.1 小信號建模

不考慮變壓器的漏感, 對變壓器和開關(guān)器件進(jìn)行線性化處理[10]．假設(shè)變換器的占空比為D, 輸入側(cè)的電壓和電流分別為Vap,Ia, 輸出側(cè)的電壓和電流為Vcp,Ic, 開關(guān)頻率為fs． 由于開關(guān)頻率較高, 現(xiàn)采用平均化處理進(jìn)行簡化．當(dāng)電路達(dá)到穩(wěn)態(tài)時, 在直流分量上疊加交流分量得到輸入側(cè)電流ia和輸出側(cè)電壓vcp為:

(1)

(2)

其中N為變壓器原邊與副邊的匝數(shù)比.進(jìn)而得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)

(3)

向控制系統(tǒng)中引入電流反饋內(nèi)環(huán), 即在整個環(huán)路的開關(guān)頻率處引入雙極點, 得到如圖3所示的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu), 其中Vref為反饋參考電壓．由于開關(guān)頻率較高, 故電流反饋內(nèi)環(huán)對整個回路的影響較小．

圖2 主電路的等效小信號模型Fig.2 The equivalent small signal model of main circuit

圖3 雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)示意圖Fig.3 Double loop control structure diagram

2.2 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

設(shè)置輸入電壓為550 V, 輸出電壓為12 V, 濾波電容為4 314 μF, 原邊電感L=1.3 mH, 變壓器原邊與副邊的匝數(shù)比N=50/7, 開關(guān)頻率fs=65 kHz, 輸出負(fù)載R=8.57 Ω．選擇輕載開關(guān)頻率為25.3 kHz, 為了消除開關(guān)頻率處的諧波, 環(huán)路的截止頻率取值為輕載開關(guān)頻率的1/5[11], 即截止頻率fg為5.06 kHz．

(4)

電壓環(huán)未校正的原始系統(tǒng)傳遞函數(shù)

(5)

抵消零極點,去除遠(yuǎn)離欲校正的截止頻率的右半平面零點[12], 將式(5)簡化為一階系統(tǒng)

(6)

在復(fù)數(shù)域s=30.69處配置一個開環(huán)零點, 并在開關(guān)頻率處設(shè)置一個極點以抑制高頻噪聲, 補償網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)如圖4所示, 其中Rb為分壓電阻．補償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為

(7)

補償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)在截止頻率5.06 kHz處的增益為242, 即R2/R1=242．令R1=13 kΩ, 則R2=3 146 kΩ; 由零點頻率fz=1/(2πR2C1)=30.69/(2π)和極點頻率fp=1/(2πR2C2)=25.3 kHz, 得C1=9.295 5 nF,C2=1.997 5 pF．

系統(tǒng)經(jīng)補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計后的開環(huán)伯德圖如圖5所示．由圖5可知: 補償后的幅頻特性在5.06 kHz處以每十倍頻為-20 dB的斜率穿越0 dB線, 相位裕度為109°, 幅值裕度為33.7 dB, 均為正數(shù), 故系統(tǒng)穩(wěn)定; 系統(tǒng)響應(yīng)速度快且穩(wěn)定性好．

圖4 電壓誤差放大器補償網(wǎng)絡(luò)Fig.4 Compensation network of voltage error amplifier

圖5 系統(tǒng)補償后的開環(huán)伯德圖Fig.5 Open loop Bode diagram after system compensation

3 硬件實驗

設(shè)計一臺輸入直流電壓為550 V, 輸出電壓Voi(i=1,2,3,4)依次為-12,7,12,15 V, 輸出電流Ioi依次為0.3,1.4,1.4,0.1 A的多路直流輸出雙管反激式變換器．先后進(jìn)行負(fù)載量分別為10%, 25%,50%,75%,100%的實驗, 得到如圖6所示的4路輸出電壓波形,其中1通道為直流-12 V輸出Vo1, 2通道為直流+7 V輸出Vo2,3通道為直流+12 V輸出Vo3, 4通道為直流+15 V輸出Vo4．不同負(fù)載量下各路輸出電壓值如表1所示, NCP1351B芯片的驅(qū)動腳信號波形如圖7所示．

圖6 不同負(fù)載量下的4路輸出電壓波形Fig.6 Four output voltage waveforms at different load points

表1 不同負(fù)載量下的各路輸出電壓Tab.1 Output voltage of different load points V

圖7 不同負(fù)載量下NCP1351B芯片的驅(qū)動腳信號波形Fig.7 Driving waveforms at different load points

由表1可知, 除了實施負(fù)反饋控制的12 V直流輸出電壓取得了高穩(wěn)定性之外, 其他輸出電壓均隨負(fù)載的變化而波動, 這是因為變壓器的繞組間不可能實現(xiàn)全耦合, 且繞組間還存在著交叉影響．由圖7可知: 負(fù)載大小決定了工作頻率的高低, 負(fù)載越大, 開關(guān)頻率越高且導(dǎo)通時間越長,占空比越大;滿載時的開關(guān)頻率為52 kHz, 當(dāng)負(fù)載增大至一定程度時,電源工作頻率被鉗位在最大工作頻率處．

反激式變換器在10%，25%，50%，75%，100%的負(fù)載量下的工作效率分別為79.20%，83.56%, 87.45%, 89.23%, 91.12%, 當(dāng)額定負(fù)載時效率為91.12%．結(jié)果表明,該反激變換器樣機在不同負(fù)載下均能穩(wěn)定工作且輸出4路穩(wěn)定電壓, 由此可見本文所建立的數(shù)學(xué)模型和控制參數(shù)的設(shè)計方法是正確的．

4 結(jié)語

本文通過建立基于變頻調(diào)制的多路輸出反激變換器的數(shù)學(xué)模型,推導(dǎo)出基于峰值電流控制的傳遞函數(shù), 并在此基礎(chǔ)上給出電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器控制參數(shù)的整定方法, 為高穩(wěn)定性反激電路的設(shè)計提供了科學(xué)方法．若將基于NCP135B的多路輸出反激變換器用作新能源發(fā)電裝置和網(wǎng)絡(luò)通訊設(shè)備的輔助電源,將有助于提高裝備的性價比．后續(xù)工作將進(jìn)一步研究加權(quán)反饋控制中電壓調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法, 以實現(xiàn)多路輸出電壓的穩(wěn)定性．