賀虎成，王 馳，李爭寶，辛鐘毓，司堂堂

(西安科技大學 電氣與控制工程學院，陜西 西安 710054)

0 引 言

隨著電力電子裝置的廣泛應用，無功電流以及諧波電流大量注入電網，給電網帶來了諸如閃變、頻率變化以及三相不平衡等電能質量問題，無功治理顯得尤為重要。相對于開關投切固定電容、同步調相機、靜止無功補償器等無功補償裝置，靜止無功發(fā)生器(static var generator，SVG)具有快速調節(jié)無功的能力，其開關頻率高、控制特性好、諧波含量低并且對于實現(xiàn)電網合理調節(jié)潮流分布、改善電力系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)運行特性都起到重要作用，因此受到越來越多的關注[1-6]。然而，靜止無功發(fā)生器是一個多變量、非線性、強耦合的系統(tǒng)，傳統(tǒng)的PI控制[7-8]動態(tài)響應速度較慢，對外部擾動變化較為敏感，因此，系統(tǒng)的控制性能受到很大影響。自適應控制[9-10]、滑模控制[11-12]、模糊PI控制[13-14]、神經網絡控制[15-17]等新型控制策略在靜止無功發(fā)生器研究領域得到更多的關注。自適應控制算法整定參數少，但其滯后問題會影響控制精度；滑?？刂凭哂休^好的魯棒性，但其需要非常高的采樣頻率，滑模切面很難選取且硬件不易實現(xiàn)；模糊PI控制的模糊變量分檔和模糊規(guī)則制定都需要大量的實際經驗，因此其應用范圍受限；神經網絡控制算法對不確定對象有較好的控制效果，但其收斂速度慢，較難用于實際。

自抗擾控制(active disturbance rejection control，ADRC)[18-19]是一種新型的非線性控制技術，能夠對被控對象的內部和外部擾動進行實時估算和補償，并結合非線性控制策略有效地改善被控對象的魯棒性和動態(tài)性能。文獻[20]提出一種基于非線性自抗擾控制的三相電壓型PWM整流器的電壓控制方案，驗證了自抗擾控制器的優(yōu)越性。文獻[21]設計了PWM整流器電壓環(huán)的線性自抗擾控制器，電流環(huán)仍采用傳統(tǒng)的前饋解耦PI控制。鑒于此，筆者基于自抗擾控制理論，將靜止無功發(fā)生器數學模型的參數攝動和變量耦合項視為系統(tǒng)擾動，采用擴張狀態(tài)觀測器(extended state observer，ESO)進行觀測并補償，提出靜止無功發(fā)生器的自抗擾電流環(huán)控制器設計方法，并通過Matlab/Simulink仿真驗證該控制方法的正確性和有效性。

圖1 基于自抗擾控制器的靜止無功發(fā)生器系統(tǒng)

1 SVG的主電路結構及數學模型

圖2為靜止無功發(fā)生器的主電路結構，圖中ea，eb，ec為三相電網電壓，ia，ib,ic為網側電流，L為交流側電感，R為等效內阻，Ura，Urb,Urc為整流器交流側電壓，C為直流側母線電容，Udc為直流側母線電壓，idc為直流側輸出電流。

圖2 靜止無功發(fā)生器的拓撲結構

定義開關函數Sk為

(1)

式中k=a，b，c。

為簡化靜止無功發(fā)生器的數學分析，假定電網電壓對稱，視交流側電感、功率開關管均為理想器件，可建立三相abc靜止坐標系下的數學模型為

(2)

在三相abc靜止坐標系下的電壓、電流均為時變的正弦量，使得分析和求解都較困難，因此，對式(2)進行等幅值Clark和Park坐標變換，可建立兩相d-q旋轉坐標系下的數學模型為

(3)

式中ω為電網電壓角頻率；urd，urq為整流器交流側電壓d、q分量;urd=SdUdc，urq=SqUdc，Sd,Sq為開關函數Sk的d、q分量；ed,eq為三相電網電壓d，q分量；id,iq為網側電流d，q分量。

式(3)表明，d軸電流微分方程中存在耦合項ωLiq，所以d軸電流受q軸電流影響；同理，q軸電流也受d軸電流影響，即存在交叉耦合。

2 自抗擾控制原理

自抗擾控制(ADRC)技術是從PID控制技術演化而來，它汲取了PID誤差反饋的重要理論，其作為一種新生的控制技術，能夠估算控制系統(tǒng)的擾動(內擾和外擾)并進行補償，極大的提高系統(tǒng)的魯棒性以及動態(tài)性能。

傳統(tǒng)雙閉環(huán)解耦[22-23]控制中電流內環(huán)采用PI調節(jié)器[24-25]，由式(3)可以看出d，q軸存在耦合分量，采用PI控制需要對交叉耦合分量ωLiq，-ωLid進行解耦，而ADRC可以將交叉耦合和其他參數變化引起的誤差看作系統(tǒng)的擾動，即采用ADRC控制不需要考慮解耦問題。在負載突變時無功電流也會隨之突變從而導致電流內環(huán)難以控制，ADRC能夠估算控制系統(tǒng)的擾動(內擾和外擾)并進行補償。如圖3所示，ADRC內部結構由跟蹤微分器(tracking differentiator，TD)、擴張狀態(tài)觀測器(extended state observer，ESO)和非線性狀態(tài)誤差反饋控制律(nonlinear state error feedback，NLSEF)3部分組成。依據SVG的數學模型，為了對擾動進行估計和補償，本文對靜止無功發(fā)生器的電流環(huán)自抗擾控制器進行設計，可以提高抗負載擾動能力。

圖3 一階ADRC控制框圖

基于自抗擾控制原理的電流環(huán)設計

SVG在d-q坐標系下的數學模型為

(4)

由式(4)可得

(5)

2.1 q軸電流環(huán)的ADRC設計

(6)

q軸電流環(huán)的TD過渡過程的離散方程可表示為

(7)

(8)

式中

將式(6)中的wq(t)看作擾動，令f0(z1q(k))=-Rbiq作為被控對象的已知部分，構造q軸電流環(huán)的二階ESO為

(9)

式中z1q(k)為iq的估計值；z2q(k)為系統(tǒng)總擾動的估計值。β1q,β2q為ESO輸出誤差校正系數，被控對象的動態(tài)特性很大程度上由β1q,β2q所決定，β1q,β2q分別影響系統(tǒng)狀態(tài)量和擾動量的估計。α1q為非線性因子，其值越小fal函數非線性越強，ESO對系統(tǒng)擾動的適應能力越強。δ1q為ESO的濾波因子。fal為非線性組合函數，其表達式為

fal(eq(k),αq,δq)=

(10)

根據TD和ESO的輸出，構造q軸電流環(huán)的一階NLSEF為

(11)

式中u1q(k)為ADRC的輸出控制量；NLSEF中有3個可調參數α2q，δ2q，βq。δ2q和α2q與ESO中α1q和δ1q意義相似。βq越大，系統(tǒng)響應速度加快，但過大容易引起系統(tǒng)振蕩。

2.2 d軸電流環(huán)的ADRC設計

(12)

d軸電流環(huán)的TD過渡過程的離散方程可表示為

(13)

其中離散時間系統(tǒng)最優(yōu)控制函數為

(14)

式中

將式(12)中的wd(t)看作擾動，令f0(z1d(k))=-Rbid作為被控對象的已知部分，構造d軸電流環(huán)的二階ESO為

(15)

fal為非線性組合函數，其表達式為

fal(ed(k),αd,δd)=

(16)

根據TD和ESO的輸出，構造d軸電流環(huán)的一階NLSEF為

(17)

3 仿真結果及分析

3.1 ADRC擾動跟蹤仿真

為了驗證ADRC對外部擾動有很好的跟蹤性能，在MATLAB中進行仿真。如圖4為負載突變時ADRC中z1，z2和ω1(t)的仿真波形，其中z1是狀態(tài)變量的估計值，ω1(t)是集中干擾的實際值，z2是ESO觀測到的集中干擾的估計值。從圖4可以看出，當t=0.2 s時以負載變化作為擾動，ESO可以準確估計干擾。

圖4 z1，z2和ω1(t)的仿真波形

3.2 無功補償仿真

搭建仿真的主要參數為：額定電壓660 V，頻率50 Hz；交流側電感L=1 mH；直流側電容C=10 000 μF，電容起始電壓為0 V；直流側電壓給定值Udc=1 200 V；為了模擬感性負載的用電情況，選取電網負載為大功率三相異步電機，負載電機具體參數見表1。

表1 電機參數

圖5為電機滿載且未投入SVG的仿真波形，圖5(a)為電網A相電壓和電流波形圖，為了方便觀察將網側的電流值縮小4倍，在仿真至1.5 s左右時將整個仿真結果進行放大，從放大部分可以看出電壓和電流均成正弦波但電流相位明顯滯后于電壓相位。

圖5 電機滿載且未投入SVG時仿真波形

圖5(b)為電網有功功率和無功功率仿真圖，可以看出在不投入SVG時存在大量無功功率，其中有功功率為380 kW，無功功率為360 kvar，因此可以計算出視在功率為523 kVA，功率因數為0.726。

圖6為電機空載且未投入SVG的仿真波形，圖6(a)為電網A相電壓和電流波形圖，為了方便觀察將1.5 s左右的仿真結果進行放大，可以看出電壓和電流均成正弦波但電流相位明顯滯后于電壓相位。圖6(b)為電網有功功率和無功功率仿真圖，可以看出空載時有功功率接近于0且存在大量無功功率。

圖6 電機空載且未投入SVG時仿真波形

圖7為電機滿載且投入SVG的仿真波形，圖7(a)為電網A相電壓和電流波形圖，為了方便觀察將電網電流縮小4倍，將1.5 s左右的仿真結果進行放大，從放大部分可以看出電網電壓和電流均為正弦波且電網電壓和電流同相位。圖7(b)為投入SVG后的電網有功功率和無功功率仿真圖，可以看出在加入SVG后的無功功率為0 var，有功功率為380 kW，可以計算出視在功率為380 kVA，電機的功率因數為1。

圖7 電機滿載且投入SVG時仿真波形

圖8為投切SVG時的仿真波形，圖8(a)為網側A相電壓和電流波形，為了方便觀察將電網電流縮小4倍，將1.5 s左右的仿真結果進行放大，從放大部分可以看出在1.5 s前網側電流滯后于電壓，在1.5 s投入SVG，經過0.04 s的波動后網側電流與電壓同相位。圖8(b)為網側有功功率和無功功率仿真圖，在1.5 s投入SVG，從放大部分可以看出經過0.03 s的波動后，無功功率的值為0 var，有功功率為380 kW，因此可以計算出視在功率為380 kVA，功率因數為1。

圖8 SVG投切時的仿真波形

為了驗證研究的SVG能應對異步電機負載變化復雜性的問題，通過改變電機轉矩方式來模仿負載突變的情況，并對其進行仿真，在2 s時減小負載轉矩，3 s時增加負載轉矩。仿真結果如圖9所示，圖9(a)為電網A相電壓和電流波形圖，為了方便觀察將網側的電流值縮小4倍，并在2 s左右和3 s左右進行局部放大，從放大部分可以看出無論負載增大或減小SVG均可以補償網側電壓電流至同相位，從圖中可以看出在2 s減小負載后網側電流減小，在3 s增加負載后網側電流增大，仿真結果與理論相符。圖9(b)為網側有功功率和無功功率仿真圖，除了在2 s和3 s突變負載時無功功率有輕微波動外，無功功率一直為0 var，有功功率在2 s前為340 kW，在2 s到3 s之間減小負載值后有功功率變?yōu)?00 kW，在3 s增加負載后有功功率變?yōu)?80 kW。

圖9 電機負載突變時的仿真波形

3.3 無功電流檢測對比波形

圖10為檢測到的無功電流波形圖，在2 s減小SVG負載后檢測到的無功電流減小，在3 s增大SVG負載后檢測到的無功電流增大。由圖可知，采用PI調節(jié)的電流環(huán)在負載突變時無功電流會有波動，而采用ADRC控制的電流環(huán)可以很好的抑制無功電流波動。

圖10 無功電流波形

4 實驗結果及分析

為了驗證該方法的可行性，搭建了SVG實驗平臺。實驗硬件主要包含：交流側電感、電壓電流采樣、PM50CL1A120，DSP控制系統(tǒng)、IPM驅動電路、直流側電容、負載電機和三相調壓器等。實驗中三相網側線電壓為64 V，SVG直流側給定電壓為98 V，實驗負載電機的參數見表2。

表2 負載電機參數

圖11為示波器上測得的SVG投入前后直流側電壓波形，從圖中可以看出接通SVG前對直流側電容進行預充電至64 V，接通SVG后直流側電壓迅速平滑的升高至給定值98 V并保持穩(wěn)定。

圖11 SVG投入前后直流側電壓波形

圖12為在示波器上測得的補償前后A相電網電壓、電流波形圖。從圖12(a)中可以看出投入SVG前，電網電流明顯滯后于電網電壓相位，存在一定的無功功率，從圖12(b)中可以看出投入SVG后電壓電流同相位，消除了無功功率。

圖12 SVG投入前后A相網側電壓電流波形

5 結 論

1)提出SVG的自抗擾控制方法，設計由雙電流環(huán)自抗擾控制器構成的靜止無功發(fā)生器，有效的解決負載的無功問題。

2)ADRC可將交叉耦合和其他參數變化引起的誤差當作系統(tǒng)外擾，即采用ADRC控制不需要考慮解耦問題。設計的自抗擾控制器在應對系統(tǒng)內部擾動或是外部擾動時，均有很好的抗擾能力。

3)通過仿真分析表明，基于ADRC的SVG可以應對電機負載多種情況下的無功問題，并且ADRC對擾動有很好的跟蹤性能。

4)ADRC可以減小負載突變時帶來的無功電流波動。