級(jí)聯(lián)H橋電力電子變壓器控制參數(shù)優(yōu)化

高 尚,姚 磊,李 洋,李睿欣

(1.上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,上海 200093;2.中國(guó)電力科學(xué)研究院有限公司 新能源與儲(chǔ)能運(yùn)行控制國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,北京 100192)

分布式能源、儲(chǔ)能系統(tǒng)和電動(dòng)汽車的日益普及，改變了原有的剛性交流配電網(wǎng)。為了更好地管理潮流和電能質(zhì)量，業(yè)界提出了更加主動(dòng)的系統(tǒng)來保證可靠且靈活的電力供應(yīng)，例如有源配電網(wǎng)、能源互聯(lián)網(wǎng)和以電力電子為基礎(chǔ)的電力系統(tǒng)。

近年來，電力電子變壓器(Power Electronic Transformer，PET)引起了學(xué)者廣泛關(guān)注[1-4]。電力電子變壓器也被稱為固態(tài)變壓器(Solid State Transformer，SST)或智能變壓器(Smart Transformer，ST)，是未來智能電網(wǎng)中取代傳統(tǒng)電力變壓器的一種新型電力變壓器[2,5]。與傳統(tǒng)變壓器相比，PET具有潮流控制、無功支持、電能質(zhì)量改善、故障隔離等優(yōu)點(diǎn)[6-8]。PET由于具有良好的可控性、兼容性、良好的電能質(zhì)量等特性，成為近年來電力電子領(lǐng)域研究熱點(diǎn)[9-11]。從1970年至今，學(xué)者們提出了多種針對(duì)電力電子變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[12]。其中，級(jí)聯(lián)H橋電力電子變壓器(Cascaded H-Bridge Power Electronic Transformer，CHB-PET)的可行性得到了充分的驗(yàn)證，是目前較為成熟的電力電子變壓器主功率解決方案。CHB-PET在牽引變流系統(tǒng)和智能電網(wǎng)方面具有較大的應(yīng)用潛力[13-15]。

目前，有關(guān)采用比例諧振(Proportional Resonant，PR)控制器的電力電子設(shè)備的控制策略已有較多的研究[16-18]。文獻(xiàn)[16]針對(duì)單相光伏逆變器在比例積分(Proportional Integral，PI)控制器下存在電流環(huán)難以跟蹤電流、系統(tǒng)不穩(wěn)定、抗干擾穩(wěn)定性差等問題，提出了一種基于PR控制器與PI控制器雙并環(huán)控制策略，并利用仿真模型證明該控制策略能有效提高系統(tǒng)抗干擾能力以及電流跟蹤的準(zhǔn)確性。文獻(xiàn)[17]分析了在弱電網(wǎng)的情況下PI控制和PR控制的并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的解析模型，根據(jù)并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)穩(wěn)定性分析了兩種控制方法的控制參數(shù)取值，為兩種控制在弱電網(wǎng)下的合理取值提供了參考。文獻(xiàn)[18]提出了全前饋控制與多級(jí)PR相結(jié)合的控制策略，改善系統(tǒng)實(shí)時(shí)性并降低了電網(wǎng)電壓諧波對(duì)光伏逆變器的影響，減少了交流靜態(tài)誤差，實(shí)現(xiàn)對(duì)特定次諧波的補(bǔ)償，有效減少并網(wǎng)電流諧波含量。目前，有關(guān)PR控制器的控制策略研究大都是基于逆變器的，本文以CHB-PET為研究對(duì)象，分析PR控制器控制參數(shù)的選取對(duì)網(wǎng)側(cè)電流諧波含量的影響。

本文通過分析CHB-PET的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用等效法簡(jiǎn)化CHB-PET中間隔離級(jí)環(huán)節(jié)，提出基于PR控制器電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。此外，本文以PR控制器的頻率特性作為控制參數(shù)的選取依據(jù)，利用所搭建的Simulink仿真模型驗(yàn)證控制器諧振系數(shù)與比例系數(shù)對(duì)CHB-PET網(wǎng)側(cè)電流總諧波失真 (Total Harmonic Distortion，THD)的影響。

1 CHB-PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為CHB-PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。為了簡(jiǎn)化生產(chǎn)、安裝與維護(hù)過程，CHB-PET采用了模塊化設(shè)計(jì)。該拓?fù)浞譃檩斎爰?jí)、隔離級(jí)和輸出級(jí)3個(gè)部分。其中，輸入級(jí)為多個(gè)功率模塊串聯(lián)的結(jié)構(gòu)，每個(gè)臂由N個(gè)子模塊組成。子模塊的數(shù)量取決于CHB-PET的交流電壓和額定功率的大小，通常為幾個(gè)到幾十個(gè)不等。其中各模塊均為整流H橋，輸入電壓被均分到每一模塊上，從而減小每個(gè)功率模塊開關(guān)器件所承受的電壓。該部分是將交流輸入電壓轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷餍盘?hào)，再傳輸?shù)较乱患?jí)。隔離級(jí)采用雙有源橋(Double Active Bridge，DAB)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該級(jí)先將直流信號(hào)變換為高頻方波，再經(jīng)過高頻變壓器耦合到副邊，最后又還原為直流，以此實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)的轉(zhuǎn)換和電氣隔離。輸出級(jí)是將隔離級(jí)的直流輸出端口并聯(lián)，接入直流母線或通過電壓變換接到直流負(fù)載。圖1中A、B、C端子連接交流電網(wǎng)，DC+和DC-端子連接直流母線。CHB-PET可以實(shí)現(xiàn)交流電網(wǎng)和直流母線之間的雙向潮流。

圖1 CHB-PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Figure 1. Topological structure of CHB-PET

由于每相級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)相同，本文以單相CHB-PET建模。圖2是單相CHB-PET的等效拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。隔離級(jí)DAB高頻環(huán)節(jié)采用等效模型法被等效為一階RL電路[19]。R為隔離級(jí)的等效電阻，L為隔離級(jí)的等效電感，V1～V4為輸入級(jí)H橋的4個(gè)開關(guān)器件，C1和C2是隔離級(jí)高頻變壓器原副邊的儲(chǔ)能電容，ui為網(wǎng)側(cè)電壓，is為網(wǎng)側(cè)電流，uc1和uc2分別為原副邊電容上的電壓，idc為流過隔離級(jí)的等效電流，io為負(fù)載電流。

假設(shè)各相電路的參數(shù)都保持一致，以圖2所示的單相電路進(jìn)行建模分析。當(dāng)V1導(dǎo)通、V2關(guān)斷時(shí)，令開關(guān)函數(shù)S1=1；當(dāng)V2導(dǎo)通、V1關(guān)斷時(shí)，令開關(guān)函數(shù)S1=0。同理當(dāng)V3導(dǎo)通、V4關(guān)斷時(shí)，令開關(guān)函數(shù)S2=1；當(dāng)V3關(guān)斷、V4導(dǎo)通時(shí)，令開關(guān)函數(shù)S2=0。因此，令總開關(guān)函數(shù)S=S1-S2，則有

(1)

根據(jù)KVL和KCL得

(2)

(3)

(4)

(5)

對(duì)以上計(jì)算式小信號(hào)線性化建?？梢缘玫?/p>

(6)

(7)

(8)

(9)

其中，Dd為調(diào)制系數(shù)；uref_d為參考電壓；^代表小信號(hào)擾動(dòng)。

圖2 單相CHB-PET等效電路圖Figure 2. Equivalent circuit diagram of single CHB-PET

2 基于PR控制器的雙閉環(huán)控制策略

為了減少網(wǎng)側(cè)電流諧波含量，本文采用PR控制器對(duì)系統(tǒng)電流瞬時(shí)值進(jìn)行控制。PR調(diào)節(jié)器可實(shí)現(xiàn)對(duì)交流信號(hào)的實(shí)時(shí)跟蹤和調(diào)控，且能在特定頻率處提供無窮大增益，從而消除特定頻率處的諧波。PR控制器是由比例環(huán)節(jié)和廣義積分環(huán)節(jié)組成。PR控制器傳遞函數(shù)為

(10)

式中，kp為比例系數(shù)；kr為諧振系數(shù)；ω0中心頻率。

根據(jù)其傳遞函數(shù)，可繪制出PR控制器在不同比例系數(shù)和諧振參數(shù)下的頻率特性曲線，如圖3和圖4所示。諧振系數(shù)的改變主要影響系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，而增大比例系數(shù)可增大開環(huán)增益，提高控制精度。

在實(shí)際應(yīng)用中，電網(wǎng)頻率通常會(huì)有小范圍的波動(dòng)，這個(gè)波動(dòng)范圍是可以接受的。PR控制器只改變中心頻率處的增益，且?guī)捄苷?，不適用于實(shí)際系統(tǒng)。因此，在實(shí)際工程中采用準(zhǔn)比例諧振控制器(Quasi-Proportional Resonance，Q-PR)。Q-PR控制器的傳遞函數(shù)為式(11)所示，ωi為截止角頻率。

圖3 不同諧振系數(shù)下PR調(diào)節(jié)器頻率特性曲線Figure 3. Frequency characteristic curve of PR regulator under different resonance coefficients

圖4 不同比例系數(shù)下PR調(diào)節(jié)器頻率特性曲線Figure 4. Frequency characteristic curve of PR regulator under different proportional coefficients

(11)

本文對(duì)輸入級(jí)和隔離級(jí)采用不同的控制策略。輸入級(jí)采用傳統(tǒng)的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制策略，目的是為了實(shí)現(xiàn)直流電壓穩(wěn)定和網(wǎng)端電流跟隨網(wǎng)端電壓相位。隔離級(jí)采用簡(jiǎn)單的開環(huán)控制來產(chǎn)生一個(gè)占空比為50%的方波，以此驅(qū)動(dòng)絕緣柵雙極型晶體管(Insulate Gate Bipolar Transistor，IGBT)。圖5為系統(tǒng)的控制框圖，其中，Gv(s)是PI調(diào)節(jié)器，Gi(s)是PR調(diào)節(jié)器。

圖5 CHB-PET控制框圖Figure 5. Control block diagram for CHB-PET

3 仿真結(jié)果分析

本文采用MATLAB/Simulink搭建CHB-PET仿真模型，進(jìn)而驗(yàn)證雙閉環(huán)控制策略的可行性。圖6是單個(gè)子模塊仿真模型，且每相均是由圖6所示的5個(gè)子模塊級(jí)聯(lián)而成。圖7為單相CHB-PET的控制模型。其中，PID模塊通過參數(shù)設(shè)置為PI調(diào)節(jié)器，pr7為封裝之后的PR調(diào)節(jié)器。CHB-PET模型仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真模型參數(shù)

圖6 子模塊的Simulink模型Figure 6. Simulink model of submodule

圖7 單相CHB-PET的Simulink控制模型Figure 7. Simulink control model of single-phase CHB-PE

控制器的參數(shù)變化，會(huì)對(duì)仿真結(jié)果有較大的影響。本文將對(duì)PR控制器取不同的諧振系數(shù)與比例系數(shù)時(shí)對(duì)網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行FFT分析，并對(duì)比CHB-PET 網(wǎng)側(cè)電流的THD大小。

(a)

(b) 圖8 kp=50，kr=1 000時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形及THD值分析(a)kp=50，kr=1 000時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流波形 (b)kp=50，kr=1 000時(shí)的THD值Figure 8. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=50 and kr=1 000(a)Network side current waveform when kp=50 and kr=1 000 (b)THD value when kp=50 and kr=1 000

(a)

(b) 圖9 kp=50，kr=100時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形及THD值分析(a)kp=50，kr=100時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流波形 (b)kp=50，kr=100時(shí)的THD值Figure 9. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=50 and kr=100(a)Network side current waveform when kp=50 and kr=100 (b)THD value when kp=50 and kr=100

圖8和圖9為不同諧振參數(shù)下，網(wǎng)側(cè)電流的THD值。在PR控制器比例系數(shù)kp=50保持不變的情況下，kr=1 000時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流THD值為3.24%；kr=100時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流THD值為3.20%。由此可知，諧振參數(shù)的改變對(duì)網(wǎng)側(cè)電流THD的影響較小。

(a)

(b) 圖10 kp=25，kr=100時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形及THD值分析(a)kp=25，kr=100時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流波形 (b)kp=25，kr=100時(shí)的THD值Figure 10. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=25 and kr=100(a)Network side current waveform when kp=25 and kr=100 (b)THD value when kp=25 and kr=100

分析圖8～圖10可知，在PR控制器諧振系數(shù)保持不變的情況下，改變比例系數(shù)，對(duì)網(wǎng)側(cè)電流THD影響相對(duì)較大。當(dāng)kr=100且kp=50時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流THD為3.20%；當(dāng)kr=100且kp=25時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流THD降為2.54%。相比于諧振系數(shù)，比例系數(shù)對(duì)于網(wǎng)側(cè)電流THD的靈敏度更高。

4 結(jié)束語

本文針對(duì)CHB-PET網(wǎng)側(cè)電流的諧波問題，提出了基于PR調(diào)節(jié)器的電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。PR調(diào)節(jié)器不僅實(shí)現(xiàn)了對(duì)交流信號(hào)的實(shí)時(shí)跟蹤和調(diào)控，且在中心頻率處可提供無窮大的增益，進(jìn)而消除中心頻率處的諧波。根據(jù)MATLAB/Simulink仿真結(jié)果可知，相比于諧振系數(shù)，比例系數(shù)對(duì)網(wǎng)側(cè)電流THD值的影響更為顯著。改變調(diào)節(jié)器參數(shù)雖然能有效地降低網(wǎng)側(cè)電流整體的諧波含量，但5、7、11、13次諧波依然較高，今后將針對(duì)濾除這幾次諧波展開相應(yīng)的研究。