0.3～8 GHz 超十倍頻程MMIC 低噪聲放大器設(shè)計(jì)

李佳偉 ,李 斌

(1.中國(guó)科學(xué)院上海天文臺(tái),上海 200030;2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

在天文領(lǐng)域,低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)作為射電天文望遠(yuǎn)鏡接收機(jī)系統(tǒng)的一個(gè)前端元件,對(duì)于整個(gè)接收機(jī)的噪聲和靈敏度有著至關(guān)重要的影響。由于來(lái)自外太空的信號(hào)過(guò)于微弱且噪聲很大,所以在設(shè)計(jì)低噪聲放大器時(shí),不僅要提供較大的增益來(lái)放大微弱信號(hào)、抑制后級(jí)噪聲,還要有非常低的噪聲系數(shù),以盡量降低噪聲的影響。

湘潭大學(xué)劉丹丹等[1]設(shè)計(jì)一款工作帶寬為4～18 GHz 的超寬帶低噪聲放大器,增益為15.95～18.73 dB,噪聲小于4.9 dB,最低可達(dá)3.22 dB。電子科技大學(xué)錢可偉等[2]研制一款覆蓋頻率為0.1～2.8 GHz 的低噪聲放大器,增益大于30 dB,噪聲低于1.45 dB。但是在天文領(lǐng)域的應(yīng)用中,因前級(jí)天線接收到的信號(hào)過(guò)于微弱,所以還需要繼續(xù)優(yōu)化噪聲系數(shù)。

單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuits,MMIC)形式研制成的低噪聲放大器可以在超高帶寬上同時(shí)保持低噪聲和高增益的性能。同時(shí)變組分高電子遷移率晶體管(Metamorphic High-Eletron-Mobility Transistor,mHEMT)又具有高頻、高功率和低噪聲的優(yōu)點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)、遙感和天文等領(lǐng)域[3]。故針對(duì)上述問(wèn)題,本文使用法國(guó)OMMIC 公司70 nm GaAs mHEMT 工藝設(shè)計(jì)了一款工作帶寬0.3～8 GHz 的超寬帶MMIC 低噪聲放大器,全頻段增益大于40 dB,噪聲溫度優(yōu)于65 K。該放大器覆蓋了傳統(tǒng)的P,L,S,C,X 五個(gè)天文傳統(tǒng)觀測(cè)波段,可以實(shí)現(xiàn)厘米波中高頻多個(gè)傳統(tǒng)波段的同時(shí)觀測(cè),一定程度上減少接收機(jī)的數(shù)量,節(jié)約了射電望遠(yuǎn)鏡的建設(shè)和運(yùn)行成本,滿足未來(lái)的射電天文發(fā)展對(duì)超十倍頻程帶寬的接收性能需求。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 噪聲特性及器件選擇

低噪聲放大器一方面需要將從前級(jí)天線接收來(lái)的微弱信號(hào)進(jìn)行放大,同時(shí),另一方面要將功率電平抬高到驅(qū)動(dòng)后級(jí)所需的標(biāo)準(zhǔn)。這就要求低噪聲放大器要具有很低的噪聲和較高的增益。

由低噪聲放大器的噪聲公式[4]:

其中,NFn和Gn(n=1,2,3,…)分別代表第n級(jí)的噪聲系數(shù)和增益。通過(guò)式(1)可以看到,低噪聲放大器的整體噪聲性能主要取決于第一級(jí)的噪聲系數(shù),同時(shí)前一級(jí)的高增益可以抑制后一級(jí)的噪聲。值得注意的是,在天文領(lǐng)域,射電天文望遠(yuǎn)鏡的接收機(jī)對(duì)于噪聲性能要求更高,所以人們常常用噪聲溫度Te(單位為K)表征它的噪聲性能。噪聲溫度Te和噪聲系數(shù)NF(單位為dB)的轉(zhuǎn)換關(guān)系如下[4]:

式中:T0=290 K。在選擇晶體管時(shí)要顧及噪聲、增益以及駐波比等特性。因?yàn)樵诟淖兙w管的柵寬和柵指數(shù)時(shí),晶體管的增益、噪聲和阻抗特性等都會(huì)有不同的表現(xiàn)。所以在尺寸選擇時(shí),要根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)要求,綜合晶體管各特性參數(shù)后謹(jǐn)慎選擇。本文采用OMMIC 工藝自帶的S參數(shù)和噪聲仿真模型,在工藝允許范圍內(nèi)分別對(duì)晶體管的柵指和柵寬進(jìn)行掃描。

首先,控制總柵寬不變,來(lái)研究不同指數(shù)對(duì)于晶體管增益和噪聲的影響,選用2×75 μm 與6×25 μm 兩款總柵寬為150 μm 的晶體管來(lái)進(jìn)行仿真,得到結(jié)果如圖1 所示。

圖1 不同指數(shù)晶體管對(duì)比。(a)S21參數(shù)對(duì)比;(b)噪聲系數(shù)對(duì)比Fig.1 Performance comparison of transistors with different fingers.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

從圖1 中可以看到,在同樣的偏壓下,晶體管指數(shù)越多,增益與噪聲系數(shù)越小。若是考慮噪聲系數(shù),多指晶體管表現(xiàn)更好,然而多指晶體管也會(huì)帶來(lái)一些不利因素。當(dāng)電路工作頻率很高時(shí),晶體管的柵指之間就會(huì)耦合產(chǎn)生寄生參量,此外多柵指會(huì)導(dǎo)致每個(gè)指數(shù)與信號(hào)源的距離不同,導(dǎo)致輸出相位不一致[5]。根據(jù)本次設(shè)計(jì)的0.3～8 GHz 超寬帶低噪聲放大器的技術(shù)指標(biāo)要求,結(jié)合OMMIC 的多次流片經(jīng)驗(yàn),最終選用2指的晶體管。

接下來(lái)控制晶體管指數(shù)相同,對(duì)比不同的柵寬,仿真得到的結(jié)果如圖2 所示。通過(guò)對(duì)2×45 μm、2×60 μm 和2×75 μm 三種晶體管的增益和噪聲系數(shù)進(jìn)行對(duì)比發(fā)現(xiàn),2×75 μm 的晶體管增益較高,但是噪聲系數(shù)相比另外兩個(gè)型號(hào)表現(xiàn)略差。由圖2 可知,在設(shè)計(jì)頻段0.3～8 GHz 內(nèi),噪聲系數(shù)實(shí)際相差很小,可以選擇高增益的晶體管,在進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí),適當(dāng)犧牲部分增益來(lái)得到較低的噪聲。故綜合考慮,本次設(shè)計(jì)采用的晶體管尺寸為2×75 μm。

圖2 不同柵寬晶體管對(duì)比結(jié)果。(a)S21參數(shù)對(duì)比;(b)噪聲系數(shù)對(duì)比Fig.2 Performance comparison of transistors with different gate widths.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

1.2 穩(wěn)定性

在射頻電路中,無(wú)論有源器件還是無(wú)源器件都是雙向元件,所以在有源電路的輸出端,匹配阻抗會(huì)通過(guò)晶體管的反向傳輸系數(shù)S12反射回輸入端,如果反射回來(lái)的信號(hào)相位與輸入的信號(hào)源相位相同,便有可能造成電路的震蕩。因此電路的穩(wěn)定性直接影響設(shè)計(jì)的電路是否可以正常工作。對(duì)于電路的穩(wěn)定性,可以用K指數(shù)來(lái)進(jìn)行分析[6]。

由式(3)可以看出穩(wěn)定性系數(shù)K與每個(gè)S參數(shù)均有關(guān)系,只有在全頻帶內(nèi)K＞1 且＜1,才可以說(shuō)這個(gè)系統(tǒng)是絕對(duì)穩(wěn)定的,也就是無(wú)條件穩(wěn)定。通?？梢酝ㄟ^(guò)在晶體管源極和地之間串聯(lián)一個(gè)電感元件,從而構(gòu)成一個(gè)負(fù)反饋電路來(lái)提高穩(wěn)定性[7]。在實(shí)際的微波電路中,常用一段微帶線來(lái)替代電感元件引入少量電感,以滿足電路的穩(wěn)定性要求。

1.3 偏置電路

直流偏置電路的選擇對(duì)一個(gè)放大器電路來(lái)說(shuō)是十分重要的,一個(gè)適當(dāng)?shù)钠秒娐?既要給晶體管一個(gè)穩(wěn)定、合適的工作電壓和電流,還會(huì)一定程度上參與電路級(jí)間匹配。此外,偏置電路還有阻止外界的交流信號(hào)進(jìn)入主支路、濾除直流電源的干擾等作用。對(duì)于高電子遷移率晶體管(High -Eletron -Mobility Transistor,HEMT),常用的供電方式為單電源供電或雙電源供電。單電源供電是通過(guò)源極的負(fù)反饋電阻來(lái)調(diào)節(jié)源級(jí)偏壓進(jìn)行供電,但是這會(huì)消耗直流功率,降低工作效率[1]。故常用雙電源供電結(jié)構(gòu)來(lái)對(duì)電路進(jìn)行供電。在這種電路拓?fù)渲?漏極和源極分別單獨(dú)供電,同時(shí)電路中引入電感可以防止主支路上的信號(hào)泄露到直流通路中,以提高電路的穩(wěn)定性,同時(shí)還常常會(huì)引入去耦電容并聯(lián)來(lái)進(jìn)一步吸收射頻信號(hào)。本次設(shè)計(jì)中漏極(Vd)給正電、柵極(Vg)給負(fù)電。注意在芯片測(cè)試時(shí)供電要嚴(yán)格遵守加電、去電順序,以免損壞電路。

1.4 匹配電路

本文設(shè)計(jì)為超寬帶低噪聲放大器,故進(jìn)行電路匹配時(shí)要實(shí)現(xiàn)寬帶匹配,合理地調(diào)節(jié)電路的增益及平坦度、噪聲和輸入輸出回波損耗。由于第一級(jí)的噪聲對(duì)整體的噪聲影響最大,低噪聲放大器的第一級(jí)通常采用噪聲匹配的方式,同時(shí)兼顧一些增益來(lái)抑制后級(jí)噪聲。級(jí)間匹配通常在保證平坦度可接受的范圍內(nèi)盡量抬高增益,同時(shí)值得注意的是,由于天文領(lǐng)域?qū)υ肼曇蠛艿?所以在設(shè)計(jì)第二級(jí)電路時(shí)同樣要優(yōu)先考慮噪聲指標(biāo)。最后輸出匹配采用最大增益匹配并且兼顧輸出回波損耗。在實(shí)際進(jìn)行電路中各元件參數(shù)調(diào)節(jié)時(shí),往往無(wú)法兼顧所有指標(biāo),例如,若是想達(dá)到很低的噪聲溫度,就要犧牲部分增益和輸入回波損耗。因此要根據(jù)實(shí)際工程需求進(jìn)行合理的取舍。本次低噪聲放大器設(shè)計(jì)以噪聲指標(biāo)作為第一優(yōu)先級(jí),犧牲了部分輸入回波損耗,同時(shí)將第一級(jí)處的輸入匹配以及第一級(jí)的柵極偏壓統(tǒng)一放到片外。

1.5 整體電路

圖3 為本次設(shè)計(jì)的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),電路采用三級(jí)級(jí)聯(lián)來(lái)滿足增益的需求,供電方式為雙電源供電,在射頻信號(hào)進(jìn)入電路時(shí),一般會(huì)先經(jīng)過(guò)一個(gè)大的隔直電容來(lái)濾除直流雜波,降低噪聲。但是本次設(shè)計(jì)中,由于頻段相對(duì)而言較低,使得輸入部分需要一個(gè)很大的電容,這可能會(huì)使測(cè)試時(shí)探針刮蹭對(duì)電容造成損傷,同時(shí)一個(gè)大面積電容會(huì)帶來(lái)寄生參量的影響,故將輸入端電容連同第一級(jí)柵極供電一起放到片外進(jìn)行設(shè)計(jì)。在供電支路上的C4～C8這幾個(gè)電容可以起到濾波的作用,防止外界信號(hào)干擾主支路。電路中漏極的電感L2～L4可以幫助提高電路增益、抑制后級(jí)噪聲和調(diào)節(jié)增益曲線形狀。同時(shí)漏極上的電感、電阻元件可以起到很好的隔離作用,既能防止有用信號(hào)泄露,又可以阻擋外界干擾通過(guò)供電支路進(jìn)入主支路。此外電阻可以起到保護(hù)電路、調(diào)節(jié)電壓的作用。漏極處的小電阻r為5 Ω,它可以有效地防止電路振蕩,同時(shí)電阻較小不會(huì)引入過(guò)多的功耗。源極處均采用微帶線代替電感進(jìn)行負(fù)反饋。級(jí)間匹配采用LC 和單個(gè)電容的匹配方式,合理的取值可以提高電路的整體增益,同時(shí)不會(huì)對(duì)噪聲造成太大的影響。柵極偏壓電路通過(guò)一個(gè)大的臺(tái)面電阻給晶體管提供控制電壓,大電阻還可以起到防止射頻信號(hào)泄露進(jìn)入直流通路和優(yōu)化低頻噪聲的效果。輸出部分由一個(gè)大的隔直電容C3和一個(gè)21 Ω 電阻R1構(gòu)成,很好地解決了輸出匹配問(wèn)題,同時(shí)電阻的加入也會(huì)提高電路的穩(wěn)定性。

圖3 LNA 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.3 The LNA circuit schematic

1.6 版圖設(shè)計(jì)

圖4 為本文設(shè)計(jì)的版圖結(jié)構(gòu),芯片尺寸為2000 μm×1000 μm(長(zhǎng)×寬)。由于在做原理圖仿真時(shí),并沒(méi)有考慮器件間的耦合,所以電容的尺寸因素對(duì)電路的影響在原理圖仿真時(shí)并沒(méi)有全部體現(xiàn)在仿真結(jié)果上,因此,需要對(duì)電路進(jìn)行版圖布局后進(jìn)行電磁聯(lián)合仿真。這是由于晶體管是一個(gè)3D 模型,而使用的電磁仿真軟件只能進(jìn)行2.5D 的平面電磁模擬器仿真,所以無(wú)法進(jìn)行完整的電磁仿真[5]。

圖4 LNA 版圖Fig.4 The layout design of the LNA

同時(shí)版圖的設(shè)計(jì)要考慮布線布局,各個(gè)元件的位置和擺放,遵循所使用工藝廠家所提出的設(shè)計(jì)規(guī)則。一個(gè)好的版圖設(shè)計(jì),不僅要使版圖簡(jiǎn)潔、緊湊、美觀,還要盡量與原理圖仿真結(jié)果保持一致,甚至表現(xiàn)出比原理圖更好的仿真結(jié)果。本次版圖設(shè)計(jì)時(shí)將部分小電感(L2,L4)用一段微帶線來(lái)替代,以使版圖更加美觀,同時(shí)也減少了電感模型中有空氣橋連接帶來(lái)的影響,接地采用OMMIC 工藝中的輔助孔接地,由于過(guò)孔會(huì)有一定的電感值,所以和微帶線串聯(lián)可以在一定程度上調(diào)節(jié)電路穩(wěn)定性和輸入匹配。此外,在空余的地方盡可能補(bǔ)上一些旁路電容,來(lái)減少接地和外界信號(hào)帶來(lái)的影響。最終將設(shè)計(jì)好的版圖進(jìn)行工藝檢查后進(jìn)行流片。

2 仿真結(jié)果

圖5 為S參數(shù)和噪聲溫度的仿真結(jié)果,圖5(a)是原理圖仿真結(jié)果,可以看出,在0.3～8 GHz 頻率范圍內(nèi),除2 GHz 附近有微小波動(dòng)外,增益均大于40 dB,噪聲溫度在56 K 左右,輸出回波損耗優(yōu)于-10 dB,輸入回波損耗為-4.6 dB。圖5(b)是電磁聯(lián)合仿真結(jié)果,與原理圖仿真相比,在整個(gè)工作頻段內(nèi)增益大于40 dB且曲線平滑,在高頻段增益得到顯著提高,在8 GHz處達(dá)到45 dB。輸入回波損耗優(yōu)化為-5.5 dB。噪聲溫度在0.3 GHz 處約為65 K,在8 GHz 處達(dá)到51.4 K,實(shí)現(xiàn)了常溫下(300 K)的較低噪聲。在用版圖進(jìn)行模擬仿真時(shí),之所以會(huì)出現(xiàn)增益高頻段抬高的現(xiàn)象,是因?yàn)樵陔姶欧抡嬷形Ь€模型本身帶有一定的電感值,而電感會(huì)起到提高整個(gè)電路增益的作用。同時(shí)考慮到整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng),器件之間用傳輸線連接時(shí),傳輸線在高頻處會(huì)有較大的損耗,高頻處的高增益可以對(duì)其進(jìn)行一定的補(bǔ)償,提高接收機(jī)整體的增益平坦度。本次設(shè)計(jì)以低噪聲為主要目標(biāo),對(duì)S11參數(shù)做出一定犧牲,可在接收系統(tǒng)其他器件處進(jìn)行補(bǔ)償。

圖5 LNA 仿真結(jié)果。(a)原理圖仿真;(b)版圖仿真Fig.5 Simulation result of the LNA.(a) Schematic simulation;(b) EM simulation

表1 為本文設(shè)計(jì)的超寬帶低噪聲放大器與國(guó)內(nèi)外文獻(xiàn)的主要指標(biāo)對(duì)比?？梢钥吹?在增益和噪聲上,本文的設(shè)計(jì)具有一定優(yōu)勢(shì),可以滿足在天文領(lǐng)域的使用要求。

表1 LNA 性能對(duì)比Tab.1 Performance comparison of LNA

3 結(jié)論

本研究使用法國(guó)OMMIC 公司的70 nm GaAs mHEMT 工藝設(shè)計(jì)了一款覆蓋頻率0.3～8 GHz 的單片微波集成低噪聲放大器芯片,該放大器采用三級(jí)級(jí)聯(lián)、雙電源供電結(jié)構(gòu),芯片尺寸為2000 μm×1000 μm(長(zhǎng)×寬)。仿真結(jié)果顯示,在工作頻段內(nèi),增益大于40 dB,噪聲溫度低于65 K,輸出匹配良好,電路無(wú)條件穩(wěn)定。本設(shè)計(jì)對(duì)毫米波器件的自主研究和未來(lái)天文領(lǐng)域?qū)Τ额l程帶寬的接收機(jī)研發(fā)有著重要意義。