張?zhí)m濤，熊俊，牛小南，黃小羽

（國網(wǎng)北京電力公司電纜分公司，北京 100020）

絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）是一種全控型開關(guān)器件，具有耐壓性能好、開關(guān)頻率高、易于驅(qū)動控制等諸多優(yōu)點，目前已成為各類電力電子裝置中的核心部件[1]。為提高電力電子裝置的功率密度，現(xiàn)代生產(chǎn)的大功率IGBT模塊大多采用多芯片、多子模塊并聯(lián)的封裝工藝。由于芯片或模塊內(nèi)部寄生參數(shù)的分散性等原因，導(dǎo)致模塊不同功率端口的輸出電流存在不一致性。電流分配不均會導(dǎo)致IGBT模塊并聯(lián)芯片功率損耗的不一致，尤其在短路等極端運行條件下，芯片之間的結(jié)溫差異也更加明顯。不均流問題嚴重時會使電流過大的IGBT溫度超標，進而對整個系統(tǒng)的可靠性產(chǎn)生災(zāi)難性危害[2]。因此，將器件的功率端口不均流現(xiàn)象和由此產(chǎn)生的動態(tài)結(jié)溫變化進行綜合分析，對器件和電力電子裝置的運行可靠性都具有重要意義。

短路是IGBT器件的一種典型工況，短路發(fā)生時IGBT將同時承受高壓和大電流，瞬時的高功率損耗將導(dǎo)致結(jié)溫迅速升高。當進一步考慮并聯(lián)端口不均流問題時，部分芯片發(fā)生瞬時熱失效的“短板效應(yīng)”也將被進一步放大。由于短路持續(xù)時間為μs級，針對此條件下的結(jié)溫測量依舊是行業(yè)內(nèi)尚未完全解決的一個難點，目前普遍采用仿真模擬的方法[3]。同時，現(xiàn)有研究鮮有將芯片不均流和短路極端工況下的結(jié)溫問題相結(jié)合。文獻[4]通過實驗得到了IGBT模塊的功率損耗，并采用內(nèi)熱源平均化的方式得到了單一芯片的損耗，進而通過有限元法（finite element method，F(xiàn)EM）模擬了IGBT在短路下的溫度特性；文獻[5]同樣采用了將內(nèi)熱源平均化的處理方法，并將研究對象進一步擴展到了全部的并聯(lián)IGBT芯片上，但這些處理方法忽略了模塊內(nèi)部客觀存在的不均流現(xiàn)象；文獻[6-7]基于Icepak和PSpice構(gòu)建了IGBT的電熱模型，能夠?qū)紤]溫度反饋下的芯片短路電熱特性進行更為精確的模擬，但其研究對象為單個IGBT芯片，因此也未能綜合考慮模塊內(nèi)部的不均流問題。

基于現(xiàn)有研究存在的不足，本文以大功率IGBT模塊并聯(lián)功率端口的均流特性為切入點，采用實驗測量與仿真模擬相結(jié)合的方法，首先通過實驗對英飛凌3 300 V/1 500 A模塊的并聯(lián)端口電氣特性進行研究，然后根據(jù)模塊的實際結(jié)構(gòu)，構(gòu)建全尺寸下的有限元熱仿真模型，最后分析短路條件下并聯(lián)端口不均流對IGBT瞬態(tài)溫度特性的影響。

1 IGBT模塊均流特性概述

本文以英飛凌生產(chǎn)的某型3 300 V/1 500 A大功率IGBT模塊為研究對象，其實物圖與內(nèi)部電路如圖1所示。

圖1 英飛凌3 300 V/1 500 A IGBT模塊及其內(nèi)部電路Fig.1 Infineon 3 300 V/1 500 A IGBT module and the internal circuit

為提高器件的通流能力，該型模塊內(nèi)部總共集成了24只并聯(lián)的IGBT芯片。如圖2所示，每4只IGBT芯片及其反并聯(lián)二極管（Diode）芯片被集成在一個陶瓷襯底上，構(gòu)成了并聯(lián)子模塊。每兩個子模塊進一步并聯(lián)組成為IGBT模塊的功率變換子單元，在模塊外部即表現(xiàn)為圖1a所示的3個功率端口的并聯(lián)。

圖2 待測IGBT模塊內(nèi)部的芯片布局Fig.2 Internal structure of IGBT module under tested

根據(jù)圖1a可知，該型3 300 V/1 500 A模塊可以看作是由一個驅(qū)動單元控制的三個并聯(lián)的IGBT，在忽略內(nèi)部不均流問題的理想條件下，每組功率端口將承擔500 A的額定電流。然而，由于芯片數(shù)量較多，子模塊功率回路中雜散參數(shù)的差異也不可避免，這是導(dǎo)致IGBT模塊并聯(lián)端口之間出現(xiàn)不均流現(xiàn)象的主要原因之一[8]。此外，在實際應(yīng)用中，IGBT模塊與層疊母排共同構(gòu)成換流回路，母排的結(jié)構(gòu)往往難以保證絕對的對稱，這也將進一步影響不同IGBT模塊之間的均流特性[9]。

2 IGBT并聯(lián)端口短路均流測試

IGBT的短路工況可分為Ⅰ類短路和Ⅱ類短路。前者為IGBT導(dǎo)通時便直接進入短路狀態(tài)；后者為IGBT首先從阻斷狀態(tài)進入導(dǎo)通狀態(tài)，然后進入短路狀態(tài)。兩種短路的共同點是IGBT會出現(xiàn)退飽和現(xiàn)象，其標志是模塊的集-射極壓降迅速上升至直流母線電壓[10]。其中，Ⅰ類短路特性與IGBT器件自身的性能緊密相關(guān)，本文的測試也是在典型Ⅰ類短路工況下進行的，測試的原理如圖3所示。

圖3 實驗測試原理Fig.3 Principle of experimental test

圖 3中，LT表示測試電路的雜散電感；T1，T2，T3分別代表被測器件（device under test，DUT）三個并聯(lián)端口的功率變換子單元；L1，L2，L3分別代表并聯(lián)端口內(nèi)部的集總寄生電感。設(shè)置直流母線電壓UDC為1 800 V，短路時間為10 μs，采用三組羅氏線圈對DUT并聯(lián)功率端口的短路電流IC1，IC2，IC3進行同時采集，測試結(jié)果如圖4所示。

圖4 短路條件下并聯(lián)端口均流特性實驗測試結(jié)果Fig.4 Experimental results of current sharing characteristics of parallel ports under short circuit condition

由測試結(jié)果可知，由于端口支路間的寄生電感不一致，三個功率端口的短路電流也存在明顯差異，其中端口T1和T3的短路電流峰值相差可達1 500 A。在短路條件下，由于IGBT模塊承擔全部直流母線電壓，此時不同端口內(nèi)部IGBT芯片的功率損耗也將產(chǎn)生明顯區(qū)別，從而進一步加劇高損耗芯片的結(jié)溫。

傳統(tǒng)的短路研究普遍忽略了模塊內(nèi)部的不均流問題，在進行裝置設(shè)計時也較多粗略地認為每個功率端口的導(dǎo)通電流為集電極總電流的三分之一。如果繼續(xù)按照這種思路進行裝置設(shè)計與驅(qū)動保護，當器件遭遇短路這類極端運行條件時，由于電流分布不均，模塊內(nèi)部的高損耗芯片可能會由于瞬時電流過大而發(fā)生瞬時熱失效，進而導(dǎo)致模塊熱失效的連鎖效應(yīng)。

受測量手段的限制，目前尚無法直接對μs級短路條件下的結(jié)溫進行有效監(jiān)測。下面通過FEM仿真的方法對IGBT模塊功率端口不均流下的動態(tài)溫度分布問題進行分析。

3 短路下的瞬態(tài)熱仿真分析

IGBT的溫度特性存在明顯的時空分布特性，其溫度分布也是自熱效應(yīng)和熱傳導(dǎo)共同作用的結(jié)果，因此對IGBT瞬態(tài)熱問題的分析應(yīng)同時從時間和空間兩方面進行考慮。對上述研究的短路工況而言，由于電流持續(xù)時間為10 μs，該時間尺度尚未超過芯片層的熱時間常數(shù)[11]，此時芯片溫升由芯片自熱效應(yīng)引起，導(dǎo)致并聯(lián)端口內(nèi)部芯片結(jié)溫升高的能量ESC如下式所示：

式中：i為三個并聯(lián)端口，分別為1，2，3；tw為短路持續(xù)時間；IC_i為并聯(lián)端口的短路電流；UCE為各并聯(lián)端口的集-射極壓降。

隨著時間尺度的增大，需要進一步考慮熱傳導(dǎo)的作用。對IGBT模塊而言，其動態(tài)傳熱特性可用三維非穩(wěn)態(tài)傳熱偏微分方程進行描述：

式中：ρ為材料密度；cp為比熱容；T為溫度；λ為材料熱導(dǎo)率；q為單位時間內(nèi)單位體積中內(nèi)熱源的生成熱，該參數(shù)由圖4的實驗數(shù)據(jù)得到。

為了精確求解各端口內(nèi)部IGBT芯片在短路條件下的動態(tài)傳熱問題，首先根據(jù)待測模塊的實際結(jié)構(gòu)，在三維建模軟件中構(gòu)建了精準的三維幾何模型，并進一步在FEM仿真平臺下構(gòu)建了熱仿真模型。為提高模型精度，在材料屬性定義時考慮了硅芯片的溫度敏感性[12]，同時對芯片的有源區(qū)進行了細分。

瞬態(tài)熱仿真采用的基本設(shè)置為：1）模塊基板底面設(shè)置為恒溫（室溫22.5℃），其他表面設(shè)置為絕熱；2）設(shè)置芯片有源區(qū)為熱源，根據(jù)圖4的實驗測試結(jié)果可得到三個并聯(lián)端口在短路下的功率損耗，如圖5所示。3）仿真總時間設(shè)置為1 ms。

圖5 短路條件下的并聯(lián)端口功率損耗Fig.5 Power loss of parallel ports under short circuit

在仿真時將得到的損耗參數(shù)平均加載到各端口對應(yīng)的IGBT芯片有源區(qū)上。此處需要說明的是，由于本文的研究重點為IGBT模塊并聯(lián)端口之間的不均流，因此，并未進一步考慮單個并聯(lián)子單元內(nèi)部的芯片均流問題。為提高仿真效率，采用了變步長的仿真計算策略，其中前10 μs的短路持續(xù)時間采用0.2 μs的小步長計算，后續(xù)的時間則采用自由變步長計算。圖6給出了短路結(jié)束時刻IGBT模塊的溫度分布云圖。

圖6 短路結(jié)束時刻IGBT模塊的溫度分布Fig.6 Temperature distribution of IGBT module at the end of short circuit

由仿真結(jié)果可知，短路結(jié)束時刻三個并聯(lián)端口內(nèi)部的芯片溫度已經(jīng)產(chǎn)生了明顯差異，同時單只芯片自身也存在溫度分布不均衡的特點。圖中標注的是三組芯片表面某點的溫度，分別為91.2℃，78.4℃，75.1℃。整體來看，端口T1內(nèi)的芯片結(jié)溫最高，T2次之，T3內(nèi)的芯片結(jié)溫則最低。由前述的分析可知，短路時間內(nèi)的溫升主要由功率損耗下的芯片自熱決定，仿真中所示的趨勢與圖4、圖5的實驗測試結(jié)果一致。

為進一步分析更長時間尺度下的動態(tài)傳熱特性，分別提取了每個并聯(lián)端口內(nèi)部所有芯片的平均溫度，繪制的溫升曲線如圖7所示?？梢姡齻€并聯(lián)端口內(nèi)部芯片的結(jié)溫變化規(guī)律是類似的。在10 μs的短路時間內(nèi)，芯片溫度在功率損耗作用下迅速升高。由于端口不均流的影響，端口T1和T3內(nèi)部芯片的平均結(jié)溫差可達11℃。

圖7 并聯(lián)端口內(nèi)部芯片的平均結(jié)溫變化曲線Fig.7 Average junction temperature of chips in parallel ports

需要注意的是，由于采樣位置為芯片表面，隨著時間常數(shù)的增大，熱傳導(dǎo)逐漸開始作用，因此在短路結(jié)束后（10～100 μs）各組芯片的溫度仍然出現(xiàn)了些許升高。而當時間常數(shù)增大到毫秒級時，熱傳導(dǎo)的作用逐漸明顯，此時芯片溫度均表現(xiàn)為下降?？梢姺抡娼Y(jié)果能夠?qū)Χ搪窏l件下IGBT模塊端口不均流引起的結(jié)溫動態(tài)時空變化特性進行有效地定量表征。

4 結(jié)論

針對英飛凌3 300 V/1 500 A大功率IGBT模塊，本文對并聯(lián)功率端口在短路條件下的電氣特性和溫度特性進行了實驗和仿真研究。研究結(jié)果顯示，短路條件下并聯(lián)功率端口的電流差異可達1 500 A，其導(dǎo)致IGBT平均結(jié)溫相差11℃左右，這在一定程度上可以對IGBT模塊經(jīng)常由于單只芯片發(fā)生熱擊穿而失效的原因進行解釋。本文采用的研究方法具有通用性，同樣適用于其他電力電子器件。在將來的研究工作中，可以進一步開展針對器件內(nèi)部寄生參數(shù)的精細化測量，并構(gòu)建寄生參數(shù)與芯片電氣特性、溫度特性的定量關(guān)系，從而為大功率IGBT器件的結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計及其在極端運行條件下的可靠性分析提供指導(dǎo)。