王倫月，王 雄，陳潔蓮，吳雪峰，翁星方

（1.貴陽市城市軌道交通集團(tuán)有限公司，貴州 貴陽 550000；2.株洲中車時(shí)代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

隨著大量非線性負(fù)荷的投入運(yùn)行，電網(wǎng)諧波污染問題日益嚴(yán)重，而人們對(duì)高性能電力傳動(dòng)技術(shù)的需要在不斷增長，PWM整流技術(shù)已引起人們?cè)絹碓蕉嗟年P(guān)注［1-2］。三相PWM整流器具有輸入電流正弦、單位功率因數(shù)、直流電壓輸出穩(wěn)定、良好的動(dòng)態(tài)性能的優(yōu)勢(shì)，并可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)［3］。PWM整流器在城市軌道交通（簡稱“城軌”）供電領(lǐng)域替代24脈波二極管整流器已是未來發(fā)展方向［4-6］；但因IGBT器件的過載能力遠(yuǎn)不如大功率二極管的，在直流接觸網(wǎng)發(fā)生短路時(shí)，PWM整流器需并聯(lián)二極管橋旁路以提高抗短路能力［7］，而二極管橋與PWM整流器并聯(lián)產(chǎn)生的環(huán)流問題是阻礙PWM整流器在牽引供電領(lǐng)域廣泛應(yīng)用的難題之一。

為此，本文提出一種新型城軌牽引供電整流裝置拓?fù)浼捌洵h(huán)流抑制方案，其采用多個(gè)PWM整流器并聯(lián)方式，同時(shí)PWM整流器也與二極管整流橋直接并聯(lián)。多個(gè)并聯(lián)PWM整流器采用特定角度載波移相調(diào)制算法，可成功抑制PWM整流器與二極管整流橋之間的環(huán)流問題，確保PWM整流器工作時(shí)二極管橋的安全；同時(shí)在直流接觸網(wǎng)發(fā)生短路時(shí)，二極管橋提供短路電流，從而確保PWM整流器IGBT器件的安全。

1 PWM整流器與二極管整流橋并聯(lián)環(huán)流抑制一般方法

PWM整流器與二極管整流橋并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，抑制流經(jīng)二極管環(huán)流的方法一般有3種。

第一種抑制方案如圖1所示，其不需要隔離變壓器，但濾波電抗器是必不可少的，且需要單獨(dú)放置［8-10］。該方案環(huán)流的大小取決于PWM整流器的開關(guān)頻率以及環(huán)流抑制電抗器電感的大小，且需要增加硬件投入與設(shè)備體積。

圖1 第一種抑制環(huán)流方案Fig.1 The first solution to suppress circulation

第二種抑制方案如圖2所示，其在PWM整流器交流側(cè)接入隔離變壓器，以隔斷環(huán)流路徑。隔離變壓器可通過漏抗的形式集成交流側(cè)濾波電抗器，也可以將此濾波電抗器外置［8-10］。該方案雖然能抑制環(huán)流，但是需要增加隔離變壓器，增加了裝置成本和體積。

圖2 第二種抑制環(huán)流方案Fig.2 The second solution to suppress circulation

第三種抑制方案如圖3所示，其在二極管整流橋直流側(cè)增設(shè)可控功率器件［8-10］，在只需要PWM整流器運(yùn)行時(shí)將可控功率器件斷開，從而切斷環(huán)流回路。顯然此種方案不適用于PWM整流器和二極管整流橋同時(shí)運(yùn)行的情況，且同樣也存在增加裝置成本及體積的問題。

圖3 第三種抑制環(huán)流方案Fig.3 The third solution to suppress circulation

綜上可知，第一、二種傳統(tǒng)的環(huán)流抑制方案增加了整流裝置的成本、體積與損耗；第三種方案不僅增加了整流裝置的成本、體積和損耗，而且還不適用于需要二極管整流橋和PWM整流器同時(shí)投入工作的場(chǎng)合。因此，迫切需要研究出一種在無需增加任何硬件投入的情況下使PWM整流器和二極管整流橋并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的環(huán)流大大降低、滿足應(yīng)用需求的方案。

2 牽引供電整流裝置環(huán)流抑制方案設(shè)計(jì)

針對(duì)PWM整流器與二極管整流橋并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的環(huán)流問題，下面首先對(duì)環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上提出一種無需額外增加硬件投入的環(huán)流抑制拓?fù)浼捌淇刂品桨浮?/p>

2.1 環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理分析

以一個(gè)PWM整流器與一個(gè)二極管整流橋并聯(lián)為例來分析環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理，圖4示出PWM整流器與二極管整流橋并聯(lián)模型。其中，Ea、Eb、Ec分別為A相、B相、C相的電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)，PWM變流器交流側(cè)電感兩端的電壓分別為Va、Vb、Vc。以A相二極管D1兩端的電壓為例，從PWM整流器3種典型的電流路徑來分析PWM整流器和二極管整流橋之間的環(huán)流。

圖4 PWM整流器與二極管整流橋并聯(lián)模型Fig.4 Model of PWM converter and diode rectifier bridge in parallel

PWM整流器3個(gè)橋臂有0和1兩種開關(guān)狀態(tài)，其中“1”表示上管開通、下管關(guān)斷，“0”表示下管開通、上管關(guān)斷。3個(gè)橋臂兩種狀態(tài)總共有8種組合情況。去除3個(gè)上管全開通和3個(gè)下管全開通的情況，同時(shí)考慮上、下管的對(duì)稱性，本文選取100、101和110這3種典型的電流路徑進(jìn)行分析。

（1）當(dāng)脈沖為100，即Q1、Q6、Q2開通，Q3、Q5、Q4關(guān)斷，此時(shí)的通路如圖5所示箭頭路徑。

圖5 脈沖為100時(shí)PWM整流器與二極管整流橋之間的通路Fig.5 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 100

根據(jù)圖5中的電流通路，有

式中：Vdc——中間電容器的電壓。

此時(shí)，二極管D1兩端由于存在反壓，不會(huì)導(dǎo)通。

（2）當(dāng)脈沖為101，即Q1、Q5、Q6開通，Q2、Q3、Q4關(guān)斷，此時(shí)的通路如圖6所示箭頭路徑。

圖6 脈沖為101時(shí)PWM整流器與二極管整流橋之間的通路Fig.6 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 101

由于Ea>Ec+Vc，D1導(dǎo)通；D1導(dǎo)通之后，有

此時(shí)，環(huán)流經(jīng)過二極管整流橋D1，接著流經(jīng)PWM整流器的Q5管，最后回到電源C相。

（3）當(dāng)脈沖為110，即Q1、Q3、Q2開通，Q5、Q4、Q6關(guān)斷，此時(shí)的通路如圖7所示箭頭路徑。

圖7 脈沖為110時(shí)PWM整流器與二極管整流橋之間的通路Fig.7 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 110

由于Ea>Eb+Vb，因此D1導(dǎo)通；D1導(dǎo)通之后，有

此時(shí)，環(huán)流流經(jīng)二極管D1，接著流經(jīng)PWM整流器的B相Q3管，最后回到電源B相。

從上述分析可知，PWM整流器與二極管整流橋之間產(chǎn)生環(huán)流的原因如下：在IGBT開通過程中，PWM整流器與二極管整流橋之間存在環(huán)流通路，同時(shí)三相電源在同一時(shí)刻也存在電勢(shì)差，因而產(chǎn)生環(huán)流。

2.2 環(huán)流抑制拓?fù)浞桨?/h3>

本文從系統(tǒng)拓?fù)浣嵌瘸霭l(fā)，在無需增加任何硬件投入的情況下，提出一種多PWM整流器與二極管整流橋直接并聯(lián)的整流裝置，配以相應(yīng)的控制算法，使得交流并聯(lián)點(diǎn)與直流側(cè)沒有電勢(shì)差，從而使PWM整流器和二極管整流橋并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的環(huán)流極大降低，進(jìn)而保證二極管的安全運(yùn)行。下面以2臺(tái)PWM整流器與1臺(tái)二極管整流橋并聯(lián)為例進(jìn)行說明，如圖8所示。整流裝置的左側(cè)可連接交流電源，其右側(cè)連接直流負(fù)載；亦可整流裝置的左側(cè)連接交流負(fù)載，其右側(cè)連接直流電源。整流裝置包括2重PWM整流器（INV1，INV2），這2重PWM整流器的直流側(cè)直接并聯(lián)，交流側(cè)則分別通過單相濾波電抗器Linv1和Linv2后并聯(lián)于并聯(lián)點(diǎn)O1、O2、O3。二極管整流橋采用三相橋式整流器，其直流側(cè)與PWM整流器的直流側(cè)并聯(lián)，交流側(cè)直接并聯(lián)在兩重PWM整流器的交流側(cè)并聯(lián)點(diǎn)O1、O2、O3上（二極管整流橋的交流側(cè)和直流側(cè)無需電抗器）。

圖8 2臺(tái)PWM整流器與1臺(tái)二極管整流橋直接并聯(lián)拓?fù)涫疽鈭DFig.8 Topology diagram of two PWM rectifiers and a diode rectifier bridge in direct parallel connection

2.3 控制方案

PWM整流器采用載波移相SPWM（sinusoidal PWM）調(diào)制，2個(gè)PWM整流器在調(diào)制算法上采用載波移相180°SPWM，如圖9所示。圖中，Ts為PWM整流器開關(guān)器件的開關(guān)周期［11-14］。

圖9 載波移相180°示意圖Fig.9 Schematic diagram of carrier phase shift 180°

調(diào)制信號(hào)與載波信號(hào)比較后生成PWM脈沖波形，如圖10所示。其中，M（t）為調(diào)制信號(hào)，其表達(dá)式為

式中：QKm——調(diào)制信號(hào)幅值；ω——調(diào)制信號(hào)角頻率；φKm——調(diào)制信號(hào)中K次諧波相位；t——時(shí)間。

圖10中，F(xiàn)（t）為調(diào)制后輸出的PWM波形，其傅里葉表達(dá)式為

圖10 調(diào)制信號(hào)波形Fig.10 Modulation signal waveform

式中：E——PWM整流器的直流側(cè)電壓；K——諧波次數(shù)；CK——K次諧波幅值；φK——K次諧波相位。

通過雙重傅里葉變換，PWM整流器輸出波形F（t）的雙重傅里葉表達(dá)式為

式中：J0(x)——0階貝塞爾函數(shù)；Jn(x)——n階貝塞爾函數(shù)；ωc——載波角頻率；φc——載波相位；ωm——調(diào)制信號(hào)中K次諧波角頻率；m、p——諧波次數(shù)。

環(huán)流主要是由式（8）中載波頻率的正弦信號(hào)構(gòu)成，即式（8）中第二項(xiàng)當(dāng)m=1的部分。當(dāng)采用載波移相SPWM時(shí)，2個(gè)PWM整流器載波相位φc相差180°，此時(shí)圖 8中并聯(lián)點(diǎn)O1、O2、O3的電位為 0，使得O1、O2、O3對(duì)直流側(cè)負(fù)極無電勢(shì)差，達(dá)到無法形成環(huán)流的目的。

上述二極管整流橋和2重PWM整流器的環(huán)流抑制方法同樣可適用于多重PWM整流器并聯(lián)：二極管整流橋和n重PWM整流器的直流側(cè)直接并聯(lián)于直流電源/直流負(fù)載的兩端，n重PWM整流器的交流側(cè)分別通過各自對(duì)應(yīng)的濾波電抗器并聯(lián)于并聯(lián)點(diǎn)，二極管整流橋的交流側(cè)直接并聯(lián)于n重PWM整流器交流側(cè)的并聯(lián)點(diǎn)。n重載波之間相位φc相差，同樣使得交流并聯(lián)點(diǎn)電位對(duì)直流側(cè)負(fù)極無電勢(shì)差，因而無法形成環(huán)流。

3 仿真驗(yàn)證

本文以典型牽引整流機(jī)組的參數(shù)進(jìn)行仿真分析，仿真模型如圖11所示。其中，直流側(cè)電壓為1 700 V，PWM整流器交流濾波電感為0.7 mH，單重PWM整流器以500 kW功率并入950 V三相交流電網(wǎng)時(shí)，采用本方案與不采用本方案的環(huán)流波形（測(cè)量點(diǎn)為二極管的交流側(cè)）對(duì)比示意如圖12和圖13所示?？梢钥闯?，采用本文所提方案，可以大幅度降低PWM整流器與二極管整流橋之間的環(huán)流，二極管整流橋上環(huán)流電流從峰值750A減小至4A，證明了本環(huán)流抑制方案的有效性。

圖11 仿真模型Fig.11 Simulation model

圖12 傳統(tǒng)并聯(lián)方案二極管支路交流電流Fig.12 Diode branchAC current of the rectifier equipment with traditional parallel scheme

圖13 本方案并聯(lián)二極管支路交流電流Fig.13 Diode branchAC current of rectifier equipment with the proposed scheme

4 試驗(yàn)測(cè)試與分析

為了進(jìn)一步驗(yàn)證該方案的有效性，搭建如圖14所示的試驗(yàn)系統(tǒng)。該試驗(yàn)系統(tǒng)采用2重PWM整流器與1重二極管整流橋并聯(lián)進(jìn)行滿功率試驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)室電網(wǎng)電壓為10 kV；變壓器RT1變比為10 kV/950 V，變壓器RT2變比為10 kV/1 180 V；單個(gè)PWM整流器的功率為500 kW；二極管整流橋功率為2 MW；12脈波整流器為陪試機(jī)。

圖14 試驗(yàn)系統(tǒng)原理圖Fig.14 Schematic diagram of the test system

為了驗(yàn)證本方案的有效性，首先對(duì)PWM整流器柜2個(gè)功率模塊不進(jìn)行載波移相控制，測(cè)得在單個(gè)PWM整流器給定功率500 kW運(yùn)行時(shí)，二極管整流橋支路交流電流有效值為161 A，如圖15通道1所示。

圖15 采用傳統(tǒng)方案二極管交流側(cè)環(huán)流波形Fig.15 Circulating current waveform on theAC side of the diode of the rectifier equipment with traditional scheme

接著，對(duì)2重PWM整流器模塊采用獨(dú)立電流環(huán)控制，然后對(duì)輸出的調(diào)制波進(jìn)行載波移相180°調(diào)制，測(cè)量在單個(gè)PWM整流器給定功率500 kW運(yùn)行時(shí)的環(huán)流情況。由圖16中通道3看出，此時(shí)二極管整流橋支路環(huán)流僅為6.7A。

圖16 采用本方案二極管交流側(cè)電流波形Fig.16 Current waveform on theAC side of the diode of the rectifier equipment with the proposed scheme

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析可知，未加該控制算法時(shí)二極管支路環(huán)流有效值有161 A；采用該控制算法試驗(yàn)后，二極管支路環(huán)流有效值為6.7 A?？梢?，此2重PWM整流器載波180°移相能顯著減小PWM整流器與二極管整流橋之間的環(huán)流。

5 結(jié)語

基于PWM整流器在城軌牽引供電系統(tǒng)應(yīng)用的特點(diǎn)，本文提出了一種二極管整流橋與多重PWM整流器并聯(lián)拓?fù)浼安捎锰囟ń嵌容d波移相調(diào)制算法來抑制PWM整流器與二極管整流橋之間環(huán)流的方案。通過原理分析、仿真分析、試驗(yàn)驗(yàn)證，證明了該方案抑制二極管整流橋與PWM整流器之間的環(huán)流方案的有效性，能確保PWM整流器在牽引供電時(shí)，二極管整流橋不損壞；直流接觸網(wǎng)發(fā)生短路時(shí)，二極管整流橋能夠快速提供短路電流，保障系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

本方案設(shè)計(jì)時(shí)忽略了多重PWM整流器載波同步性差異的影響，這將影響仿真的可信度。后續(xù)設(shè)計(jì)中可以采用FPGA芯片進(jìn)行載波同步，以減小仿真誤差。