楊 沛 ,唐 君 ,袁 芳 ,郭玉潔 ,張 旭

(1.中國科學(xué)院半導(dǎo)體研究所,北京 100083;2.中國科學(xué)院大學(xué) 電子電氣與通信工程學(xué)院,北京 100049)

無線供能的概念是19 世紀(jì)90 年代美國工程師特斯拉[1]提出的,并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。此后一直到2007年,美國麻省理工大學(xué)的研究團(tuán)隊(duì)首次實(shí)現(xiàn)磁共振[2]的無線能量傳輸電路,大大促進(jìn)了無線供能的發(fā)展。無線供能目前已廣泛應(yīng)用于消費(fèi)電子領(lǐng)域如手機(jī)無線充電、智能手表、電動(dòng)牙刷[3-5],以及醫(yī)療電子領(lǐng)域如脊髓刺激、腦植入、心臟起搏器[6-8]等。因此,提高無線能量傳輸系統(tǒng)的效率,促進(jìn)WPT 在能量傳輸領(lǐng)域的發(fā)展,成為當(dāng)前無線能量傳輸領(lǐng)域的熱門研究課題。

合理設(shè)計(jì)發(fā)射模塊的功率放大電路可以有效提高無線能量傳輸系統(tǒng)的效率。目前,無線能量傳輸系統(tǒng)的發(fā)射電路廣泛采用橋式逆變器拓?fù)浠蚓€性功率放大器,存在輸出頻率有限、逆變器功耗高等問題。就E類功率放大器而言,其可以通過參數(shù)調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS),理論效率可達(dá)100%,能最大限度地降低功耗[9-10]。如儲(chǔ)江龍等[11]選用飛思卡爾公司的MRF6V2300N 型場(chǎng)效應(yīng)晶體管作為功率管,在8.5 MHz 工作頻率下,PAE 最大可達(dá)92.2%。崔順等[12]通過對(duì)E 類功率放大器負(fù)載進(jìn)行阻抗匹配設(shè)計(jì),傳輸效率最高達(dá)到89.3%。

但是,在上述已有的工作中,都是基于硅基器件進(jìn)行電路設(shè)計(jì),由于功率管導(dǎo)通阻抗和電路參數(shù)設(shè)計(jì)等原因?qū)е碌囊幌盗袚p耗使得E 類功率放大器的傳輸效率離理論效率尚有一段距離。因此,為提高E 類功率放大器的傳輸效率,本文設(shè)計(jì)了一款工作頻率為13.56 MHz 的基于GaN 的高頻高效E 類功率放大電路。將GaN 晶體管模型導(dǎo)入先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)Advanced Design system(ADS),建立了E 類功率放大器的仿真電路并進(jìn)行仿真,主要包括電路靜態(tài)工作點(diǎn)選取、穩(wěn)定和偏置網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)、阻抗匹配和整體電路調(diào)試等工作,并給出了仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明,通過引入氮化鎵晶體管,憑借其高電子遷移率和低導(dǎo)通阻抗的優(yōu)良特性以及本文良好的阻抗匹配電路設(shè)計(jì)成功降低了損耗,使PAE 最大可達(dá)97.4%,接近E 類功率放大器理論最大效率。本文所設(shè)計(jì)的E 類功率放大電路具有高效率、大功率的特點(diǎn),可作為高效率電源元件用于可穿戴和便攜式電子設(shè)備的無線能量傳輸系統(tǒng),從而有效改善此類應(yīng)用的能量傳輸效率和傳輸距離。

1 理論分析

首先對(duì)WPT 系統(tǒng)的傳輸效率和E 類功率放大器的損耗進(jìn)行理論分析。雙耦合線圈WPT 系統(tǒng)等效電路如圖1 所示,其中US為電源,RS為電源內(nèi)阻,LTX和LRX分別代表發(fā)射線圈和接收線圈的電感,R1和R2分別代表LTX和LRX電感的等效阻抗,CTX和CRX分別代表發(fā)射端和接收端的諧振電容,RL是等效負(fù)載,M 是線圈的互感。

圖1 雙耦合線圈WPT 系統(tǒng)等效電路Fig.1 Equivalent circuit of dual-coupling coil WPT system

根據(jù)等效電路理論模型,發(fā)射電路和接收電路的等效阻抗Z1、Z2可以分別表示為:

假設(shè)發(fā)射回路電流為I1,接收回路電流為I2,對(duì)兩個(gè)回路運(yùn)用基爾霍夫定律有:

則可以得到WPT 系統(tǒng)的輸出功率(Pwpt-out)和傳輸效率(η)為:

當(dāng)發(fā)射線圈和接收線圈諧振時(shí),輸出功率和傳輸效率達(dá)到最大,此時(shí)Z1和Z2的虛部為零[2]。則方程(5)和(6)可以表示為:

由公式(8)可知WPT 的傳輸效率η和諧振頻率ω成正比,根據(jù)ISM 頻段劃分規(guī)則,本文將諧振頻率選擇為13.56 MHz,相比于目前更加廣泛應(yīng)用的kHz 級(jí)諧振頻率,MHz 級(jí)諧振頻率可以顯著提高傳輸效率和傳輸距離。

E 類功率放大電路的等效電路如圖2 所示,E 類功率放大電路的功率損耗主要包括飽和電壓引起的功率損耗和飽和導(dǎo)通電阻導(dǎo)致的損耗。根據(jù)文獻(xiàn)[13],飽和電壓和飽和導(dǎo)通電阻導(dǎo)致的損耗可表示為:

圖2 E 類功率放大電路等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit of class-E power amplifier

式中:PV為飽和電壓導(dǎo)致的損耗;Vsat為飽和電壓;VDD為電源電壓;Pi為輸入功率;PR為飽和導(dǎo)通電阻導(dǎo)致的功率損耗;Ron為飽和導(dǎo)通電阻;RL為負(fù)載電阻;g為中間量[14]。

通過方程(9)～(10)可知,E 類功率放大器的開關(guān)功率損耗與飽和電壓以及飽和導(dǎo)通電阻成正比,而飽和電壓又與飽和導(dǎo)通電阻成正比。因此,為了減小功率損耗,提高效率,要求功率開關(guān)管的導(dǎo)通阻抗要小。

經(jīng)過上述分析,本文選擇宜普電源轉(zhuǎn)換公司的EPC2016C 型晶體管作為開關(guān)管,EPC2016C 是用寬禁帶半導(dǎo)體材料制造的GaN 功率晶體管,具有高的電子遷移率和低的導(dǎo)通阻抗[15],適合用于設(shè)計(jì)高頻高效的E 類功率放大器。

2 設(shè)計(jì)與仿真

2.1 穩(wěn)定性電路設(shè)計(jì)和靜態(tài)工作點(diǎn)仿真

E 類功率放大器的功率管工作在開關(guān)狀態(tài),柵極所加電壓為功率管的控制信號(hào)。為了降低功率管的損耗,需要選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn)使功率管處于臨界導(dǎo)通狀態(tài)。故對(duì)GaN 功率晶體管EPC2016C 進(jìn)行了DC掃描仿真,得到圖3(a)和圖3(b)所示的I-V特性曲線和傳輸特性曲線。根據(jù)仿真結(jié)果和晶體管數(shù)據(jù)表,確定晶體管的柵-源偏置電壓為1.3 V,同樣,根據(jù)晶體管漏極最大工作電壓與電源電壓之間的關(guān)系[16],晶體管漏極電壓確定為20 V。同時(shí),為了防止放大電路在工作頻率下發(fā)生振蕩,需要進(jìn)行穩(wěn)定性設(shè)計(jì)和仿真。本文在功率開關(guān)管的柵極增加一個(gè)電阻以提高穩(wěn)定性,同時(shí)并聯(lián)一個(gè)電容以補(bǔ)償電阻的損耗。得到的電路穩(wěn)定性仿真結(jié)果如圖4 所示。經(jīng)過穩(wěn)定性補(bǔ)償后,電路在工作頻率為13.56 MHz 時(shí)的穩(wěn)定性系數(shù)達(dá)到1.262,可以穩(wěn)定工作。

圖3 EPC2016C 直流掃描仿真結(jié)果。(a)I-V 特性曲線;(b)傳輸特性曲線Fig.3 The simulation results of DC sweep for EPC2016C.(a) I-V characteristic curves;(b) Transmission characteristic curve

圖4 穩(wěn)定性電路仿真結(jié)果Fig.4 The simulation results of stability circuit

2.2 阻抗匹配電路設(shè)計(jì)與仿真

為減少功率反射,提高功率放大電路的傳輸效率,本文設(shè)計(jì)并仿真了輸入阻抗匹配電路和輸出阻抗匹配電路。首先通過迭代使用負(fù)載牽引仿真和源牽引仿真,得到最佳負(fù)載阻抗ZL為22-j2.4,最佳源阻抗ZS為39.2-j2.6,如圖5 所示。然后使用史密斯圓圖設(shè)計(jì)了阻抗匹配電路,所得輸入阻抗匹配電路和輸出阻抗匹配電路如圖6 所示。

圖5 (a)負(fù)載牽引和(b)源牽引結(jié)果Fig.5 The result of (a) load pull and (b) source pull

圖6 輸入/輸出阻抗匹配電路。(a)輸入阻抗匹配電路;(b)輸出阻抗匹配電路Fig.6 Impedance matching circuit of input/output.(a) Impedance matching circuit of input;(b) Impedance matching circuit of output

2.3 整體電路性能仿真驗(yàn)證

將穩(wěn)定性電路、偏置電路、阻抗匹配電路進(jìn)行整合并增加電容濾波電路,其中電容根據(jù)公式C=1/f計(jì)算得到。最終E 類功率放大電路的整體電路如圖7 所示,其中部分元件參數(shù)已調(diào)整至常見參數(shù),無需特制相應(yīng)元件,降低了成本。

圖7 E 類功率放大器整體電路Fig.7 Circuit of class-E power amplifier

將柵極偏置電壓設(shè)置為1.3 V,漏極直流電源電壓設(shè)置為20 V,仿真頻率設(shè)置為13.56 MHz,掃描變量為輸入功率RF power,得到仿真結(jié)果如圖8 所示,其中PAE 和輸出功率Pout隨輸入功率變化的仿真結(jié)果如圖8(a)所示,PAE 和Pout隨負(fù)載變化的仿真結(jié)果如圖8(b)所示。

圖8 E 類功率放大電路仿真結(jié)果。(a)功率附加效率PAE 和輸出功率Pout隨輸入功率變化曲線;(b)功率附加效率PAE 和輸出功率Pout隨負(fù)載變化曲線Fig.8 The simulation results of class-E power amplifier.(a) Simulation results of PAE and Pout with RF power;(b) Simulation results of PAE and Pout with load

仿真結(jié)果表明:當(dāng)輸入功率為27 dBm 時(shí),PAE最大可以達(dá)到97.4%,輸出功率為44.4 dBm。當(dāng)負(fù)載從20 Ω 到100 Ω 變化時(shí),PAE 可以保持在90%以上,Pout在42 dBm 到45 dBm 之間。

圖9 是功率開關(guān)管漏極的電壓與電流仿真波形圖?？梢钥闯鲭娏骱碗妷旱淖罡唿c(diǎn)不重合,因此開關(guān)管功率損耗較小,從而實(shí)現(xiàn)高效率能量傳輸。

圖9 E 類功率放大電路仿真波形Fig.9 Simulation waveform of class-E power amplifier

表1 為本工作和前人工作的對(duì)比,可以看到本文設(shè)計(jì)的E 類功率放大器性能更為突出,功率附加效率更接近理論值。

表1 各種E 類功率放大器性能比較Tab.1 Performance comparison of various type E power amplifiers

3 結(jié)論

綜上所述,本文通過理論分析并引入氮化鎵功率晶體管成功設(shè)計(jì)了一款工作頻率為13.56 MHz 的E 類功率放大電路,同時(shí)運(yùn)用ADS 對(duì)電路進(jìn)行了仿真設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果表明,本工作所設(shè)計(jì)的E 類功率放大電路的功率附加效率(PAE)最大可達(dá)97.4%,此時(shí)輸出功率可達(dá)44.4 dBm。負(fù)載在20～100 Ω 范圍內(nèi)變化時(shí),功率放大器的PAE 都能保持在90%以上,且輸出功率在42～45 dBm 之間,因此可靈活配置不同的發(fā)射諧振線圈,實(shí)現(xiàn)不同場(chǎng)景的無線能量傳輸需求,可以廣泛應(yīng)用于如可穿戴和便攜式電子設(shè)備等無線能量傳輸系統(tǒng)中,為其提供高效、穩(wěn)定和靈活的電源,解決相關(guān)設(shè)備供電難題。