范迦羽， 鄭飛麟， 和 峰， 王耀華， 彭 程， 李學寶， 崔 翔

(1.新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室(華北電力大學)， 北京 102206；2.先進輸電技術國家重點實驗室(北京智慧能源研究院)， 北京 102209)

0 引 言

絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)器件因其低損耗和全控特性，已經(jīng)在柔性電力電子裝備中得到了廣泛應用[1，2]。幾十年來，IGBT已經(jīng)發(fā)展出了穿通型(Punch Through，PT)，非穿通型(Non-Punch Through，NPT)和場截止型(Field Stop，F(xiàn)S)三種不同結構的芯片[3]。不同IGBT器件因其芯片結構、參數(shù)和封裝設計的差異具有不同的損耗特性。因此，在實際應用中，選擇滿足工程要求的IGBT器件是非常重要的。

在IGBT器件的換流運行工況下，為了保證器件換流過程中的熱穩(wěn)定性，需要根據(jù)IGBT器件內并聯(lián)芯片損耗的電熱特性和器件的散熱設計，確定芯片穩(wěn)定運行的工作區(qū)域[4]。然而，芯片在實際工況中損耗的電熱特性與電力電子裝備的拓撲設計和組件結構直接相關，無法從數(shù)據(jù)手冊中獲得[5]。隨著柔性電力電子裝備功率等級的提升，裝備和器件的損耗不斷增加，器件及其內部規(guī)?；⒙?lián)芯片的熱不穩(wěn)定性問題在高壓大功率應用中的影響已經(jīng)不可忽視。但目前針對高壓芯片的相關研究還較少，為此，需要開展高壓芯片的熱穩(wěn)定性分析，以指導器件的研制、選型及運行條件控制。

芯片的熱穩(wěn)定性分析是半導體器件領域基本但又重要的分析方法。1993年，法國的S. Lefebvre研究了零電流開關(Zero Current Switching, ZCS)換流條件下PT型IGBT芯片和NPT型IGBT芯片的動態(tài)損耗特性[6，7]。研究表明，NPT型芯片的關斷損耗雖比PT型芯片更高，但NPT型IGBT芯片在運行中有更寬的穩(wěn)定工作區(qū)域。1994年，S. Rael和Ch. Schaeffer提出了一種解析的損耗公式，對比分析了不同型號IGBT芯片的熱穩(wěn)定性[8]。文獻[8]中所提的解析損耗公式雖然簡化了熱穩(wěn)定性的分析，但是公式主要針對于中低壓器件，且其計算的損耗結果與實驗相比有較大的誤差。之后，盛況等人在2000年研究了不同換流電路拓撲對芯片電熱特性和熱穩(wěn)定性的影響[5]。隨著器件性能的不斷發(fā)展，ABB公司的R. Schnell和U. Schlapbach提出，阻斷狀態(tài)下芯片漏電流引起的熱不穩(wěn)定限制了功率芯片的最高工作溫度，這一現(xiàn)象也需關注[4，9]。2015年，不萊梅大學的C. B?deker等研究了1 700 V SiC二極管在高頻換流情況下的熱穩(wěn)定特性[10]。目前，熱穩(wěn)定性分析領域大多數(shù)工作關注中低壓芯片，但是芯片在高壓大功率應用中的經(jīng)濟性和安全穩(wěn)定工作卻面臨著更嚴峻的挑戰(zhàn)。

為了滿足高壓直流輸電(High-Voltage Direct Current, HVDC)的需要，IGBT芯片的最高電壓等級已經(jīng)達到了6.5 kV[11，12]。一方面，在柔性電力系統(tǒng)中，高壓IGBT器件的穩(wěn)定安全運行至關重要。熱穩(wěn)定性分析不僅限制了單支IGBT芯片可工作的最高頻率和最大電流，也間接決定了裝備中器件的串并聯(lián)數(shù)量。另一方面，對于柔性電力電子裝備，因其處于長期運行狀態(tài)，高壓芯片的損耗也會大幅增加。因此對于裝備設計者而言，過多的芯片冗余在經(jīng)濟性上是不可接受的[13，14]。考慮到芯片的結溫與損耗在實際工況中是隨工作頻率變化的，因此，熱穩(wěn)定性分析可以為器件的損耗評估提供更直接的參考。所以，高壓芯片的熱穩(wěn)定性分析對HVDC工程非常重要。并且，目前柔性電力電子裝備用高壓大功率IGBT器件主要使用的是NPT型和FS型IGBT芯片，目前文獻對NPT型IGBT芯片雖開展了一些熱穩(wěn)定性研究，但還未見FS型IGBT芯片相關的研究報道。因此，從器件選型的角度，也有必要對FS型IGBT芯片的熱穩(wěn)定特性展開分析。

本文首先介紹了高壓IGBT芯片及其動靜態(tài)特性測試平臺。其次，根據(jù)芯片的動靜態(tài)損耗結果，本文提出了損耗的解析公式，并推導了芯片熱穩(wěn)定性的判據(jù)。最后，通過對比分析高壓NPT型和FS型IGBT芯片的熱穩(wěn)定特性，得到了換流運行下兩類高壓IGBT芯片的最高工作頻率和最大工作電流，并針對不同頻率的應用場景提出了器件選型和損耗評估的建議。

1 IGBT芯片與動靜態(tài)特性測試平臺

IGBT芯片在換流運行中會產(chǎn)生動靜態(tài)損耗導致芯片結溫升高，當芯片結溫過高時，會進而引發(fā)熱不穩(wěn)定性等問題。并且，IGBT芯片的動靜態(tài)損耗受芯片的換流條件(負載電流，阻斷電壓)和芯片結溫的影響。因此，為研究IGBT芯片的熱穩(wěn)定性，需要首先研究IGBT芯片的動靜態(tài)損耗的電熱特性。

1.1 NPT型和FS型高壓IGBT芯片

高壓NPT型和FS型IGBT芯片在設計上有許多區(qū)別，其中最典型的就是IGBT芯片摻雜濃度的不同。以本文中研究的高壓NPT型和FS型IGBT芯片為例，其典型芯片結構如圖1所示。

圖1 典型IGBT芯片結構Fig. 1 Typical structures of IGBT chips

如圖1所示，相比于NPT型IGBT芯片，F(xiàn)S型IGBT的芯片結構中增加了場截止層。因此，NPT型IGBT芯片內部的電場分布呈三角形，而FS型IGBT芯片內的電場分布則近似為梯形。FS型IGBT芯片內部的場截止層不僅改變了芯片內電場分布，同時還使得FS型IGBT芯片具有更小芯片寬度，使之可以有更小的通態(tài)管壓降。

IGBT芯片參數(shù)對芯片損耗等外特性的影響是復雜的，所以，在IGBT芯片設計中，往往需要根據(jù)工程中器件的應用需求，對芯片的動靜態(tài)損耗等性能進行權衡。即使同類型的芯片，其動靜態(tài)特性也會有差異。而對于換流閥工況而言，芯片的動靜態(tài)損耗特性和器件的散熱設計直接決定了芯片穩(wěn)定工作的區(qū)域。因此，開展IGBT芯片熱穩(wěn)定性的分析，需首先測量芯片的動靜態(tài)損耗特性。

1.2 IGBT芯片動靜態(tài)特性測試平臺

為了研究高壓IGBT芯片的動靜態(tài)損耗特性，本文選擇了額定3.3 kV/50 A的NPT型IGBT芯片，和3.3 kV/62.5 A的FS型IGBT芯片作為被測對象(Device Under Test, DUT)。NPT型和FS型IGBT芯片是高壓柔性電力電子裝備中主要使用的芯片，其動靜態(tài)特性的研究結果也可以為高壓IGBT器件的選型提供參考。其中，IGBT芯片動靜態(tài)特性測試平臺等效電路如圖2所示。

圖2 動靜態(tài)特性測試平臺的等效電路Fig. 2 Equivalent circuits of platform for dynamic and static characteristics

IGBT芯片靜態(tài)特性測試平臺的等效電路如圖2(a)所示。IGBT芯片被固定在加熱板上，以此調控芯片的結溫。同時，電流探頭和電壓探頭分別測量芯片的集電極電流Ic和集電極電壓Vce。Rσ是靜態(tài)平臺直流母排和連接導線的寄生電阻。當設置直流電源Vgg的輸出電壓為15 V時，直流電壓源Vcc輸出的脈沖電壓信號會在芯片的集電極-發(fā)射極回路產(chǎn)生脈沖電流。電流的脈寬足夠小，以保證IGBT芯片的結溫不會因通態(tài)損耗而升高。

圖2(b)是IGBT芯片動態(tài)特性測試平臺的等效電路圖。其中平臺的寄生電感Lσ約為0.3 μH，負載電感L為1 mH，柵極電阻R1為20 Ω。直流電容器Cs通過直流電源充電，并為IGBT芯片提供反向阻斷電壓。IGBT芯片的集電極電流可通過柵極脈沖信號的脈寬調控，芯片結溫可通過固定芯片的加熱板調控。

利用動靜態(tài)特性測試平臺，可以研究芯片在不同結溫、負載電流和阻斷電壓下的動靜態(tài)損耗。

2 高壓IGBT芯片的損耗特性

2.1 IGBT芯片的靜態(tài)損耗特性

考慮到芯片在換流運行時可在25 ℃至125 ℃的范圍內工作，因此需要研究不同溫度下IGBT芯片的靜態(tài)特性。不同溫度下，NPT型和FS型IGBT芯片負載電流和通態(tài)管壓降的關系如圖3所示。

圖3 不同溫度下IGBT芯片的I-V特性Fig. 3 I-V characteristics of IGBT chips at different temperatures

在圖3中，當溫度為25 ℃，負載電流為30 A時，NPT型IGBT芯片的通態(tài)管壓降為2.5 V；相同條件下FS型IGBT芯片的通態(tài)管壓降為2.1 V。從圖中可知，NPT型和FS型IGBT芯片的通態(tài)管壓降都具有正溫度特性，當FS型IGBT芯片的溫度從25 ℃升至125 ℃時，其通態(tài)管壓降升高至2.4 V。

對比圖3(a)和圖3(b)中的結果可知，F(xiàn)S型IGBT芯片比NPT型芯片有更低的通態(tài)管壓降。如，當溫度為25 ℃，負載電流為50 A時，NPT型IGBT芯片的通態(tài)管壓降為3.1 V，比FS型IGBT芯片的通態(tài)管壓降高0.4 V。在該條件下，NPT型和FS型IGBT芯片的通態(tài)損耗功率分別為155 W和135 W。同時，由于FS型IGBT芯片具有更大的額定電流，F(xiàn)S型IGBT芯片將在低頻應用中比NPT型IGBT芯片具有更高的能量密度和更好的經(jīng)濟性。

2.2 IGBT芯片的動態(tài)損耗特性

在實際換流過程中，芯片的動態(tài)損耗會隨負載電流、阻斷電壓和芯片結溫的不同而變化，圖4給出了NPT型IGBT芯片和FS型IGBT芯片的動態(tài)損耗和負載電流的關系。

圖4 IGBT芯片動態(tài)損耗和負載電流的關系Fig. 4 Dependencies of dynamic loss on load current of NPT IGBT chip and FS IGBT chip

如圖4(a)所示，IGBT芯片的動態(tài)損耗會隨著負載電流的增加而增加。當阻斷電壓為1.5 kV，溫度為25 ℃，電流為30 A時，NPT型IGBT芯片的動態(tài)損耗為30 mJ；而當電流為50 A時，動態(tài)損耗為63 mJ。同時，從圖4(a)可知，IGBT芯片的動態(tài)損耗還受芯片結溫和阻斷電壓的影響。

同時，從圖4(b)中可知，NPT型IGBT芯片相比于FS型IGBT芯片具有更低的動態(tài)損耗。當NPT型IGBT芯片負載電流為50 A，阻斷電壓為2 kV，溫度為25 ℃時，其動態(tài)損耗為80 mJ。在相同條件下，F(xiàn)S型IGBT芯片的動態(tài)損耗則超過了110 mJ。兩款高壓IGBT芯片的動態(tài)損耗都隨著阻斷電壓的增加而增加。需指出的是，當FS型IGBT芯片負載電流小于30 A時，芯片的動態(tài)損耗阻斷電壓的關系近似線性；而芯片負載電流大于30 A時，芯片動態(tài)損耗隨阻斷電壓增加趨于飽和。圖4(a)中的實驗結果表明，NPT型IGBT芯片的動態(tài)損耗是正溫度系數(shù)的。但是在圖4(b)中,當FS型IGBT芯片的負載電流為40 A時，芯片的動態(tài)損耗隨著溫度的升高幾乎不變。甚至，當FS型IGBT芯片的負載電流小于40 A時，F(xiàn)S型IGBT芯片的動態(tài)損耗展示出了負溫度特性。

根據(jù)IGBT芯片的損耗與芯片結溫、負載電流和阻斷電壓的實驗結果，可以得到芯片損耗的擬合公式。利用損耗擬合公式不僅能推導得到芯片的熱穩(wěn)定解析判據(jù)，簡化熱穩(wěn)定性分析；還能確定芯片穩(wěn)定工作區(qū)域，為器件選型和運行控制提供指導。

3 高壓IGBT芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)

3.1 高壓IGBT芯片的熱反饋過程

當IGBT芯片在換流過程中，芯片的發(fā)熱和散熱是同時進行的。因此，IGBT芯片的結溫由芯片的總損耗功率Pheat和散熱功率Pcool共同決定。

(1)

式中：Ta為環(huán)境溫度；Tj為IGBT芯片結溫。

圖5給出了當IGBT芯片的發(fā)熱和散熱過程處于平衡時，建立的IGBT芯片換流運行時的熱反饋過程。

圖5 IGBT芯片換流運行時的熱反饋過程Fig. 5 Thermal feedback process in IGBT chip during operation states

如圖5所示，當IGBT芯片工作在熱穩(wěn)定狀態(tài)時，需要滿足的第一個條件是芯片的總損耗功率等于芯片的散熱功率，即

Pheat=Pcool

(2)

同時，為保證芯片工作在熱穩(wěn)定狀態(tài)，還需滿足芯片總損耗功率對結溫的導數(shù)不大于散熱功率對結溫的導數(shù)，即

(3)

當IGBT芯片的結溫過高時，會導致芯片性能的退化，從而引起芯片的失效。同時，若芯片工作的狀態(tài)不滿足式(3)條件，則微小的溫度擾動可能會導致IGBT芯片結溫的持續(xù)升高，從而導致芯片熱不穩(wěn)定失效。因此，為確保IGBT芯片在換流過程中的安全穩(wěn)定工作，需要根據(jù)式(2)和式(3)確定IGBT芯片的穩(wěn)定運行的工作區(qū)域。

3.2 高壓IGBT芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)

為推導IGBT芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)，需要進一步對芯片的動靜態(tài)損耗功率進行分析。根據(jù)實驗結果，可以用數(shù)值擬合的方法得到IGBT芯片通態(tài)管壓降Vce(on)和結溫Tj、負載電流Ic的關系，其表達式為

Vce(on)=(a1+a2Tj+a3Tj2)Ic+(a4+a5Tj+a6Tj2)

(4)

式中：ai,i=1,2,3…6為擬合系數(shù)。

圖6中給出了不同溫度下IGBT芯片I-V特性曲線的測試結果以及根據(jù)式(4)的擬合結果的對比，需要說明的是，本文給出的擬合公式(4)只對大電流情況下的I-V特性曲線成立。考慮到在高壓直流輸電工程中，更關注芯片在大電流下的損耗情況；由于大電流下芯片的損耗更高，更易引起熱不穩(wěn)定問題，因此本文的上述處理方式對于高壓芯片的熱穩(wěn)定分析是合理的。

2.2 香菇普通粉與香菇超微粉色差比較 經(jīng)色差儀測定，香菇普通粉的L*值為68.67，香菇超微粉的L*值為74.91，兩者之間存在顯著性差異(P<0.05)，表明香菇粉粒度越小，粉體的亮度越高。在實際生產(chǎn)中，可以通過減小香菇粉粒度提高其色澤。

圖6 IGBT芯片I-V特性和擬合結果的對比Fig. 6 Comparisons of experimental results and fitting results on I-V characteristics

從圖6中可知，當負載電流大于30 A時，IGBT芯片的通態(tài)管壓降與擬合曲線有很好的一致性。采用數(shù)值擬合的方法不僅保證了損耗公式的精度，同時給出了通態(tài)損耗功率Pcon與芯片結溫Tj的關系。解析的損耗公式簡化了后續(xù)熱穩(wěn)定性判據(jù)的推導與分析，有助于確定高壓IGBT芯片的穩(wěn)定工作區(qū)域。

根據(jù)式(4)可得IGBT芯片的通態(tài)損耗功率Pcon表達式為

(5)

同樣的，根據(jù)實驗測量的芯片動態(tài)損耗Ed與芯片結溫Tj，負載電流Ic、阻斷電壓Vce的關系，通過數(shù)值擬合可得到IGBT芯片動態(tài)損耗的擬合公式為

Ed=(b1+b2Tj+b3Tj2)IcVce+

(6)

式中：bi,i=1,2…9,是擬合系數(shù)。根據(jù)式(6)所得的高壓IGBT芯片2 kV的動態(tài)損耗擬合結果和實驗結果如表1所示。

如表1所列，高壓NPT型和FS型IGBT芯片的動態(tài)損耗的實驗結果與擬合結果非常接近。實驗結果與擬合結果的差異在2.6 mJ以內，相對誤差小于4.5 %。實驗數(shù)據(jù)和擬合結果的對比表明本文所提擬合公式(6)具有很好的準確性。

表1 2 kV時IGBT芯片動態(tài)損耗實驗結果與擬合結果對比Tab.1 Comparisons of experimental results and fitting results on dynamic loss at 2 kV (mJ)

將式(5)和式(6)代入式(2)中，可得熱穩(wěn)定性第一條件為

(a4+a5Tj+a6Tj2)Ic]+

f[(b1+b2Tj+b3Tj2)IcVce+

(7)

其中，IGBT芯片結溫不應高于125 ℃。同理，可將式(3)改寫為

(8)

式(7)和式(8)即為高壓IGBT芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)。當式(7)和式(8)同時滿足時，芯片工作在熱穩(wěn)定狀態(tài)。同理，從芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)可知，工程中，需要根據(jù)IGBT芯片的動靜態(tài)損耗特性確定芯片的穩(wěn)定運行區(qū)域。

4 芯片換流運行的熱穩(wěn)定性分析

4.1 高壓IGBT芯片的穩(wěn)定換流狀態(tài)

從式(7)和式(8)可知，IGBT芯片在換流過程中的芯片結溫不僅取決于芯片的動靜態(tài)損耗特性，還與芯片的運行條件，包括占空比α、工作頻率f、負載電流Ic、阻斷電壓Vce有關，同時也與器件封裝的結到殼熱阻Rth有關。當以上參數(shù)確定后，IGBT芯片的穩(wěn)定結溫便可通過式(7)和式(8)得到。

當IGBT芯片換流運行的占空比α為0.5，阻斷電壓為2 kV時，NPT型IGBT芯片在不同負載電流、不同工作頻率下的結溫關系如圖7所示。

圖7 不同頻率下NPT型IGBT芯片結溫Fig. 7 NPT IGBT’s chip junction temperatures at different frequencies

在圖7中，實線代表不同頻率下NPT型IGBT芯片的總損耗功率Pheat，圖中虛線代表不同熱阻下散熱功率Pcool隨溫度變化的關系。例如，當芯片的工作頻率超過2 kHz且封裝熱阻為0.75 ℃/W時，芯片的總損耗功率在25 ℃至125 ℃溫度范圍內均大于散熱功率，表明當芯片的負載電流為30 A時，此類芯片的開關頻率不能超過2 kHz。當芯片負載電流為50 A時，對比圖7(a)和圖7(b)中的結果，芯片的總損耗功率隨著負載電流的增加顯著增加。同時，當NPT型IGBT器件的熱阻為0.5 ℃/W時，芯片也無法穩(wěn)定工作在1.5 kHz頻率下。

同理，F(xiàn)S型IGBT芯片在不同負載電流、不同工作頻率下的結溫關系如圖8所示。

圖8 不同頻率下FS型IGBT芯片結溫Fig. 8 FS IGBT’s chip junction temperatures at different frequencies

對比圖7和圖8的結果可知，由于NPT型IGBT芯片具有更低的動態(tài)損耗，因此NPT型IGBT芯片具有比FS型IGBT芯片更高的最大工作頻率。當芯片的負載電流為30 A時，且芯片的工作頻率和封裝熱阻分別為 3 kHz和0.5 ℃/W時，NPT型IGBT芯片的穩(wěn)定結溫接近125 ℃，而FS型IGBT芯片則無法工作。結合NPT型IGBT芯片和FS型IGBT芯片的損耗特性可知，雖然FS型IGBT芯片具有更低的通態(tài)管壓降，但是其在高壓中頻應用中的穩(wěn)定工作區(qū)域卻較小。因此，在工程實際中，需要考慮工程需求，以選擇性能合適的器件。

4.2 高壓IGBT芯片中頻工況下的穩(wěn)定工作區(qū)

當NPT型IGBT芯片的工作頻率大于1 kHz時，芯片的動態(tài)損耗占其總損耗的50%以上。因此，為保證芯片在工程中的安全穩(wěn)定運行，并確定IGBT芯片的串并聯(lián)數(shù)量，需要研究芯片的穩(wěn)定工作區(qū)。當阻斷電壓為2 kV，封裝熱阻為0.75 ℃/W時，高壓NPT型和FS型IGBT芯片在不同負載電流下的穩(wěn)定工作區(qū)如圖9所示。

圖9 IGBT芯片的穩(wěn)定工作區(qū)Fig. 9 Stable operation areas of IGBT chip

從圖9(a)中可知，當工作頻率超過1.3 kHz時，NPT型IGBT芯片便無法工作在額定電流下。同時，在芯片負載電流為30 A時，由于動態(tài)損耗的減小，芯片的最大工作頻率可以達到2.6 kHz。在圖9(b)中，當FS型IGBT芯片的負載電流為30 A時，芯片的最大可工作頻率為2.2 kHz。而當芯片工作在額定電流時，F(xiàn)S型IGBT芯片的最大可工作頻率約為1 kHz。因此，由于芯片動態(tài)損耗過大，在中頻工況下，F(xiàn)S型IGBT芯片的穩(wěn)定工作區(qū)較NPT型IGBT更小。

同時，圖10給出了當占空比為0.5，器件結到殼熱阻為0.75 ℃/W時，不同工作頻率下芯片負載電流與結溫的關系。

圖10 不同工作頻率下芯片負載電流與結溫的關系Fig. 10 Relationship between junction temperature and collector current under different frequencies

由圖10可知，IGBT芯片的最大工作電流會隨著芯片工作頻率的增加而減小。對于NPT型IGBT芯片，當工作頻率為500 Hz時，芯片的最大工作電流為48 A；當工作頻率升高至2 kHz時，芯片的最大工作電流減小為28 A。當工作頻率達到3 kHz時，NPT型IGBT芯片的最大工作電流為22 A，而FS型IGBT芯片的最大工作電流僅為20 A?？梢?，雖然FS型IGBT芯片具有更高的額定電壓，但是由于芯片熱穩(wěn)定性的限制，NPT型IGBT芯片在中頻工況下具有更寬的穩(wěn)定工作區(qū)。

5 結 論

本文主要針對高壓IGBT芯片在換流運行中的熱穩(wěn)定性開展了分析，并以3.3 kV高壓NPT型和FS型IGBT芯片為例，對比分析了不同芯片在高壓直流輸電工程應用中的損耗特性和穩(wěn)定工作區(qū)域。主要結論如下：

(1)實驗研究了NPT型和FS型IGBT芯片不同溫度下的動靜態(tài)損耗特性與電壓、電流的關系。結果表明，在相同換流條件下，高壓FS型IGBT芯片具有更低的靜態(tài)損耗，高壓NPT型IGBT芯片具有更低的動態(tài)損耗。

(2)提出了高壓IGBT芯片的損耗擬合公式，推導了IGBT芯片的熱穩(wěn)定性判據(jù)。解析的擬合公式不僅與實驗結果有很好的一致性，同時也簡化了高壓IGBT芯片的熱穩(wěn)定性分析。

(3)分析了高壓IGBT芯片的熱穩(wěn)定特性，研究了高壓IGBT芯片在不同換流工況下的穩(wěn)定工作區(qū)域。得到了高壓IGBT芯片在不同工作頻率下的最大工作電流，為高壓直流輸電工程應用中的器件的選型與損耗評估提供了參考。