崔倫雪 范鑫 余洋 楊汶汶 陳建新

（南通大學(xué)信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院,南通 226019）

引言

大規(guī)模多輸入多輸出(multiple-input multipleoutput,MIMO)波束掃描技術(shù)作為5G 的關(guān)鍵技術(shù)之一，能夠提供更高的天線陣列增益、更好的信號(hào)覆蓋和更優(yōu)的頻譜效率[1].波束掃描的性能在很大程度上取決于陣列波束的掃描范圍[2-3].為了避免柵瓣影響陣列波束掃描角度，用于波束掃描的天線陣列應(yīng)具有緊湊的陣元間距，一般不超過(guò)半個(gè)波長(zhǎng)(0.5λ0)[4].

介質(zhì)諧振器天線(dielectric resonator antenna,DRA)因其損耗低、成本低和設(shè)計(jì)靈活性高等固有優(yōu)勢(shì)而受到廣泛關(guān)注[5-6].近年來(lái)，為解決傳統(tǒng)DRA 體積大和增益低等問(wèn)題，出現(xiàn)了新穎的低剖面DRA 設(shè)計(jì)，如介質(zhì)貼片天線[7-8]和平面介質(zhì)天線[9]等.然而，由于采用高介電常數(shù)的介質(zhì)材料來(lái)實(shí)現(xiàn)低剖面天線，這類天線的輻射Q 值通常較高，導(dǎo)致阻抗帶寬受限(小于5%)[8-9].目前，學(xué)術(shù)界提出了多種技術(shù)來(lái)提升低剖面DRA 的工作帶寬.文獻(xiàn)[10]通過(guò)將DRA 的基模與饋電縫隙的模式巧妙結(jié)合，獲得了10.5%的阻抗寬帶.文獻(xiàn)[11]通過(guò)擴(kuò)大DRA 的寬高比，大幅增加貼片平面尺寸，將高次模下移與基模合并以提高帶寬.文獻(xiàn)[12]通過(guò)增加寄生單元，提升DRA 的帶寬.文獻(xiàn)[13]通過(guò)添加高反射頻率選擇性表面(frequency selective surface,FSS)底板，獲得寬的工作頻帶.然而，這些帶寬增強(qiáng)設(shè)計(jì)往往都以增大天線的平面尺寸(＞0.5λ0×0.5λ0)為代價(jià)，導(dǎo)致其在陣列應(yīng)用時(shí)難以滿足半波長(zhǎng)陣元間距，因而不適合波束掃描應(yīng)用.

本文提出了一種具有小平面尺寸的寬帶低剖面DRA 的設(shè)計(jì)方法.設(shè)計(jì)思想基于介質(zhì)貼片諧振器的基模TE111和高次模TE131這兩種工作模式的場(chǎng)分布，即在貼片邊緣部分存在基模場(chǎng)強(qiáng)較弱而高次模場(chǎng)強(qiáng)較強(qiáng)的顯著區(qū)別.本設(shè)計(jì)巧妙地利用了該區(qū)域的模式場(chǎng)強(qiáng)區(qū)別，在不擴(kuò)大DRA 平面尺寸的條件下，通過(guò)略微增加該區(qū)域的介質(zhì)高度，使得高次模諧振頻率受到顯著影響并向下移動(dòng)，而對(duì)基模TE111諧振頻率影響相對(duì)較小，兩者被合并至同一通帶內(nèi)從而獲得展寬的工作帶寬.本設(shè)計(jì)提出的線極化(linearly polarized,LP)實(shí)物案例測(cè)試結(jié)果表明該天線具有18.5%的-10 dB 阻抗帶寬以及7.3 dBi 的最大增益，該天線的三維尺寸為0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0，不僅滿足無(wú)線設(shè)備小型化和輕薄化的發(fā)展需求，其拓展的陣列設(shè)計(jì)還可以很好地適用于5G 波束掃描應(yīng)用.同時(shí)，本文提出的設(shè)計(jì)理念具有很好的拓展性，可進(jìn)一步應(yīng)用于圓極化(circularly polarized,CP)天線設(shè)計(jì).

1 天線結(jié)構(gòu)及理論分析

1.1 天線結(jié)構(gòu)

本文所設(shè)計(jì)的寬帶低剖面DRA 結(jié)構(gòu)如圖1所示.該天線采用縫隙耦合饋電方式，頂部為高介電常數(shù)介質(zhì)貼片，中間為低介電常數(shù)支撐基板(基板2)，底部為縫隙饋電結(jié)構(gòu)(基板1).頂部貼片的邊長(zhǎng)a=19 mm，中間部分的高度h3=1.2 mm，邊緣部分的寬度w=2.5 mm，邊緣部分增加的高度h4=1 mm；基板2 的高度h2=1.5 mm；基板1 的高度h1=0.8 mm；其上表面是刻蝕有縫隙的金屬地，縫隙的長(zhǎng)度lc=7 mm，寬度wc=2.9 mm；下表面印刷有一根金屬微帶線，微帶線寬度wf=2.6 mm.微帶線穿過(guò)縫隙中心并與之正交，一端延長(zhǎng)至電路板的邊緣以方便焊接SMA 接頭，另一端是用于調(diào)整天線阻抗匹配的開(kāi)路枝節(jié)，枝節(jié)的長(zhǎng)度lf=1.8 mm.

圖1 DRA 結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Configuration of the DRA

在本設(shè)計(jì)中，基板1 和基板2 所選用的材料均為Rogers 4003C 層壓板(εr1=3.55,tan δ=0.002 7)，頂部的貼片采用高介電常數(shù)εr2=45 的陶瓷材料制成.基板采用多層印刷電路板(printed circuit board,PCB)工藝制造，而陶瓷介質(zhì)貼片通過(guò)膠水粘結(jié)在基板2 上表面.利用ANSYS HFSS 軟件對(duì)天線進(jìn)行仿真和優(yōu)化.

1.2 理論分析及設(shè)計(jì)步驟

圖2 給出了介質(zhì)貼片諧振器在兩個(gè)諧振頻率上的電場(chǎng)分布俯視圖.可以看出，該DRA 的兩個(gè)諧振頻率分別由基模TE111和高次模TE131兩種工作模式產(chǎn)生.通過(guò)觀察可知，基模TE111中貼片邊緣部分區(qū)域的電場(chǎng)強(qiáng)度較弱，高次模TE131中該區(qū)域的電場(chǎng)強(qiáng)度相對(duì)要強(qiáng)得多.因此，可以預(yù)測(cè)，改變這一區(qū)域的介質(zhì)貼片高度對(duì)高次模諧振頻率的影響要比對(duì)基模諧振頻率的影響大很多.實(shí)際上，只要略微增加貼片該區(qū)域的高度，高次模TE131的諧振頻率就可以被迅速下拉并與基模TE111的諧振頻率靠近合并，從而在不增大介質(zhì)貼片平面尺寸的條件下獲得寬帶工作效果.

圖2 介質(zhì)貼片諧振器的電場(chǎng)分布圖Fig.2 Electric field distribution of the dielectric patch resonator

如圖3 所示，基于上述分析，本天線的設(shè)計(jì)步驟可以簡(jiǎn)單地總結(jié)如下：

1)天線元件的中心頻率設(shè)定為f0=5.5 GHz；為滿足波束掃描應(yīng)用，介質(zhì)貼片平面尺寸設(shè)定為0.35λ0×0.35λ0.首先，考慮基模TE111諧振于中心頻率f0，通過(guò)介質(zhì)波導(dǎo)模型(dielectric waveguide model,DWM)方法[14]，利用MATLAB 編程計(jì)算介質(zhì)貼片的初始高度h3.圖3(a)給出了該步驟的仿真結(jié)果，可以看出，基模諧振于中心頻率5.5 GHz 處，而高次模諧振于7.5 GHz附近.

圖3 DRA 設(shè)計(jì)步驟仿真結(jié)果Fig.3 Design steps and simulation results of the DRA

2)根據(jù)本文設(shè)計(jì)思想，調(diào)整貼片邊緣區(qū)域的高度(h4)和寬度(w)，使得高次模迅速向基模靠攏合并.圖3(b)和(c)給出了該步驟的仿真結(jié)果，可以看出，固定w為最終值逐漸增大h4，或固定h4為最終值逐漸增大w，都可以使得高次模TE131的諧振頻率迅速向低頻移動(dòng)，而基模TE111的諧振頻率受影響較小，僅緩慢向低頻移動(dòng).綜上所述，通過(guò)調(diào)整貼片邊緣區(qū)域的高度和寬度可以使得高次模迅速向基模靠攏合并從而達(dá)到拓寬天線阻抗帶寬的設(shè)計(jì)目的.

3)進(jìn)行阻抗匹配并優(yōu)化整體模型以獲得最優(yōu)結(jié)果.圖3(d)為改變匹配枝節(jié)長(zhǎng)度lf的仿真結(jié)果，可以看出，通過(guò)調(diào)整lf的長(zhǎng)度可以優(yōu)化天線的阻抗匹配.進(jìn)一步地，通過(guò)HFSS 軟件自帶的優(yōu)化算法可對(duì)天線進(jìn)行整體優(yōu)化，以獲得最優(yōu)性能.

1.3 仿真與測(cè)試結(jié)果

為驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)思想，本文設(shè)計(jì)了一款天線樣品并進(jìn)行加工和測(cè)試.圖4 為天線實(shí)物的俯視圖與側(cè)視圖.圖5 給出了該天線的反射系數(shù)和增益的仿真及測(cè)試結(jié)果.可以看出：該天線滿足|S11|＜–10 dB的阻抗帶寬為18.5%(5.02～6.04 GHz)；在工作頻帶內(nèi)，測(cè)試增益為6.8～7.3 dBi.圖6 分別給出了天線在5.2 GHz 和5.8 GHz 處H 面和E 面輻射方向圖的仿真和測(cè)試值.可以看出，該天線具有穩(wěn)定、對(duì)稱的輻射特性，前后比和交叉極化比分別大于14 dB 和25 dB.實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好，它們之間的細(xì)微差異主要是由制造公差和SMA 接頭的影響造成.

圖4 DRA 的實(shí)物圖Fig.4 Photograph of the DRA

圖5 DRA 反射系數(shù)和增益的仿真及測(cè)試結(jié)果Fig.5 Simulated and measured reflection coefficients and gains of the DRA

圖6 DRA 方向圖的仿真及測(cè)試結(jié)果Fig.6 Simulated and measured radiation patterns of the DRA

表1 給出了本文設(shè)計(jì)的天線與幾款最先進(jìn)的寬帶低剖面DRA 的性能對(duì)比.與文獻(xiàn)[10-12,15-16]中天線相比，本文所設(shè)計(jì)的天線具有更寬的帶寬和更小的平面尺寸，適合應(yīng)用于波束掃描天線陣列.文獻(xiàn)[11]中的天線雖然具有較高的增益和較寬的帶寬，但其平面尺寸較大，不適合應(yīng)用于波束掃描天線陣列.

表1 本文設(shè)計(jì)天線與幾款相關(guān)設(shè)計(jì)的性能對(duì)比Tab.1 Performance comparisons with reported works

1.4 天線陣列波束掃描性能分析

為了展示本文提出的寬帶低剖面天線可以適用于波束掃描天線陣列，本節(jié)構(gòu)建一種沿y軸線性排布的1×5 DRA 陣列，并利用波束掃描機(jī)理[17]進(jìn)行仿真分析.圖7 所示為該陣列的結(jié)構(gòu)，在該線陣列天線設(shè)計(jì)中，陣元間距設(shè)為d=0.5λ0(λ0為中心頻率處的空氣中波長(zhǎng))，即d=28 mm.

圖7 1×5 DRA 陣列全波仿真模型Fig.7 Configuration of the 1×5 linear polarized DRA array

在軟件HFSS 中通過(guò)改變各相鄰陣元間的饋電相位差并進(jìn)行全波仿真，可以觀測(cè)該陣列天線的二維波束掃描性能，結(jié)果如圖8 所示.圖8(a)中，5.2 GHz 時(shí)各相鄰陣元間的饋電相位差分別設(shè)置為0°、46.6°、89.4°和 125.3°時(shí)，可分別實(shí)現(xiàn)陣列輻射掃描角度 為θ=0°、15°、30° 和45°.同理，圖8(b)中，5.8 GHz 時(shí)各相鄰陣元間的饋電相位差分別設(shè)置為0°、51.3°、99.7°和 140°時(shí)，可分別實(shí)現(xiàn)陣列輻射掃描角度為θ=0°、15°、30° 和45°.5.2 GHz 時(shí)主瓣與旁瓣的增益差值，在0°時(shí)最大，為13.14 dB；在±45°時(shí)最小，為12.78 dB.5.8 GHz 時(shí)該差值在0°時(shí)最大，為13.17 dB；在±45°時(shí)最小，為12.45 dB.總體而言，主瓣增益變化在1 dB以內(nèi)，主瓣增益與旁瓣增益差值幾乎都優(yōu)于10 dB.由此可見(jiàn)，本文所提出的天線適用于波束掃描陣列，基于該天線構(gòu)建的1×5 DRA 陣列具有良好的±45°波束掃描性能.

圖8 1×5 DRA 陣列的全波仿真二維波束掃描圖Fig.8 Simulated 2D beam steering patterns of the 1×5 DRA array

2 CP 天線拓展設(shè)計(jì)

2.1 CP 天線設(shè)計(jì)

CP 天線在衛(wèi)星、雷達(dá)、全球定位系統(tǒng)等領(lǐng)域的應(yīng)用越來(lái)越廣泛.與LP 天線相比，CP 天線在方向上接收、發(fā)送電磁波信號(hào)更靈活，可以有效消除多徑干擾，消除極化不匹配所帶來(lái)的不便[18-19].本文所提出的技術(shù)具有很好的拓展性，可以進(jìn)一步應(yīng)用于CP 天線設(shè)計(jì).

前文提出的LP DRA 設(shè)計(jì)可方便地拓展為CP DRA 設(shè)計(jì).圖9 展示了CP 拓展設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)圖.可以發(fā)現(xiàn)，頂層貼片中高度增加的區(qū)域已從LP 中的兩側(cè)邊緣變化為貼片的所有邊緣.這是因?yàn)樵贑P DRA中，高次模TE131沿正交方向所對(duì)應(yīng)的簡(jiǎn)并模也須通過(guò)增加介質(zhì)高度來(lái)獲得向基?？繑n合并的效果.本文中的CP DRA 采用了具有不等長(zhǎng)臂的交叉縫隙進(jìn)行激勵(lì)，長(zhǎng)臂的長(zhǎng)度l1=14 mm、寬度w1=2 mm；短臂的長(zhǎng)度l2=6.6 mm、寬度w2=1.5 mm.基底1 下表面印刷的金屬微帶線的寬度wff=1.8 mm.本CP 設(shè)計(jì)的其余參數(shù)均與LP 設(shè)計(jì)保持一致.CP 天線的尺寸仍為0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0.

圖9 拓展的CP DRA 結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Configuration of the circularly polarized DRA

本設(shè)計(jì)還通過(guò)在介質(zhì)貼片下側(cè)對(duì)角區(qū)域鍍銀引入微擾來(lái)進(jìn)一步調(diào)諧介質(zhì)諧振器正交簡(jiǎn)并模的幅度和相位[20]，使得簡(jiǎn)并模更好地分離，從而改善CP 性能，微擾的邊長(zhǎng)最終設(shè)置為a2=2 mm.圖10 給出了無(wú)微擾和有微擾兩種情況下TE111簡(jiǎn)并模的場(chǎng)分布情況.可以看出，沒(méi)有微擾時(shí)，模式場(chǎng)在t=0 時(shí)刻幅度分布有些扭曲，而在t=T/4 時(shí)刻電場(chǎng)方向并未完全旋轉(zhuǎn)至正交方向，即簡(jiǎn)并模此時(shí)并未獲得理想的幅度相等、相位相差90°的CP 輻射條件.加入微擾后，t=0時(shí)刻電場(chǎng)幅度分布扭曲現(xiàn)象得到好轉(zhuǎn)，而在t=T/4 時(shí)刻電場(chǎng)方向較好地旋轉(zhuǎn)至正交方向.由此可知，加入微擾元素，可以調(diào)諧介質(zhì)諧振器的正交簡(jiǎn)并模的幅度和相位，使得簡(jiǎn)并模更好地滿足CP 輻射條件.

圖10 5.2 GHz 處TE111 簡(jiǎn)并模電場(chǎng)分布圖Fig.10 E-field distribution of TE111 mode at 5.2 GHz

2.2 仿真結(jié)果

CP DRA 的反射系數(shù)的仿真結(jié)果如圖11(a)所示，滿足|S11|＜–10 dB 的阻抗帶寬為11%，覆蓋5.18～5.82 GHz.天線的軸比(axial ratio,AR)與增益仿真結(jié)果如圖11(b)所示，3 dB AR 帶寬為9.1%，覆蓋5.25～5.75 GHz，完全落入阻抗帶寬內(nèi).在5.65 GHz 時(shí)，天線達(dá)到峰值增益為7.4 dBi.圖12 分別給出了天線在5.35 GHz 和5.65 GHz 處的輻射方向圖.可以看出，本天線在3 dB 波束寬度內(nèi)交叉極化低于–17 dB 而前后比優(yōu)于14 dB.

圖11 拓展的CP DRA 仿真結(jié)果Fig.11 Simulated results of the circularly polarized DRA

圖12 拓展的CP DRA 方向圖仿真結(jié)果Fig.12 Simulated radiation patterns of the circularly polarized DRA

3 結(jié)論

本文提出了一種具有小型化平面尺寸的寬帶低剖面DRA，并研究了其拓展為陣列設(shè)計(jì)以及CP 設(shè)計(jì)后的性能.通過(guò)觀察該天線的基模TE111和高次模TE131兩種工作模式的場(chǎng)分布差異，并在高次模場(chǎng)強(qiáng)強(qiáng)而基模場(chǎng)強(qiáng)弱的區(qū)域略微增加介質(zhì)高度，可在不增加天線平面尺寸的條件下將高次模TE131諧振頻率下拉與基模TE111的諧振率合并從而展寬天線帶寬.相較于現(xiàn)有的低剖面DRA，本設(shè)計(jì)具有更小的平面尺寸和更寬的帶寬.本設(shè)計(jì)適用于波束掃描技術(shù)，所構(gòu)建的1×5 DRA 陣列具有良好的±45°波束掃描性能.本文的設(shè)計(jì)思想還可拓展至CP DRA 設(shè)計(jì)，所提出的CP DRA 同樣兼具小型化的平面尺寸和寬帶工作能力.