張建軍 袁家德

（福州大學,福州 350116）

引言

隨著通信技術(shù)的不斷革新，從第1 代移動通信到如今的5G 通信，數(shù)據(jù)傳輸速率的快速增加讓用戶充分享受到高速快捷的網(wǎng)絡(luò)體驗[1].用于接收或發(fā)射信號的天線是現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)的重要組成部分，其性能直接影響整個移動通信網(wǎng)絡(luò)的通信質(zhì)量.為了適用各種移動通信系統(tǒng)，移動終端的天線需要覆蓋多個移動通信頻段[2]；同時為了保證各方向上的信息傳輸，天線還需要具有全向輻射特性；移動通信終端設(shè)備不斷小型化[3]，留給其天線的安裝空間也越來越小，天線需盡量縮減尺寸.因此，多頻段、全向輻射和小型化的移動通信終端天線在行業(yè)里越來越受歡迎[4].

近年來學者們提出了多種多頻段、全向輻射和小型化天線的研究方案.多頻段可以通過多條分支加載[5-6]、金屬耦合[7-8]、開槽[9]、高階諧振模式[10]等方法實現(xiàn).文獻[6]提出了一種分支加載天線，通過長L 形和短L 形枝節(jié)以及不對稱梯形接地面實現(xiàn)三頻段.文獻[8]利用S 形貼片和倒F 形貼片相互耦合產(chǎn)生多個頻段.但上述文獻提出的多頻段天線不具有全向輻射特性.全向輻射特性可以通過改變輻射結(jié)構(gòu)[11-12]、設(shè)計饋電網(wǎng)絡(luò)[13]、補償相位[14]、添加寄生引腳[15]等方式來實現(xiàn).文獻[12]利用折疊的環(huán)形輻射貼片產(chǎn)生全向輻射模式.文獻[13]設(shè)計了一種具有平面結(jié)構(gòu)的不對稱偶極子，饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成用單個端口激勵所有頻帶，該結(jié)構(gòu)獲得了良好的全向輻射性能.文獻[14]設(shè)計了一種包裹螺旋線和貼片負載的表面等離激元圓環(huán)，通過補償相位和改變電流流向來改善其全向性能.文獻[15]利用兩個寄生引腳來增強天線在方位平面中的全向性.以上天線性能良好，對輻射性能有所改善，但是無法在每個頻點實現(xiàn)全向輻射；同時尺寸較大，不能夠滿足無線通信的要求.

本文提出了一種偏心饋電基于電諧振(electric-LC,ELC)結(jié)構(gòu)加載的5G 多頻段小型化準全向天線，利用分支貼片實現(xiàn)了多頻段.通過缺陷地結(jié)構(gòu)(defective ground structure,DGS) 和梳狀結(jié)構(gòu)，調(diào)節(jié)天線的阻抗匹配，結(jié)合彎折結(jié)構(gòu)和ELC 結(jié)構(gòu)，覆蓋了2G、3G、4G、5G 等多個通信頻段，實現(xiàn)了準全向輻射特性.

1 天線結(jié)構(gòu)

圖1 所示為天線結(jié)構(gòu)圖，天線由印制在FR4 介質(zhì)基板上的兩層金屬貼片和側(cè)面短接貼片組成，包括輻射貼片、DGS、彎折結(jié)構(gòu)、ELC 結(jié)構(gòu)單元、偏心微帶饋線等，天線總尺寸為128 mm×20 mm×1.6 mm.

圖1 天線的結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Geometry of the proposed antenna

天線采用電磁仿真軟件ANSYS HFSS 設(shè)計優(yōu)化，主要結(jié)構(gòu)尺寸如表1 所示.

表1 天線結(jié)構(gòu)尺寸Tab.1 Parameters of the proposed antenna mm

2 天線設(shè)計和工作原理分析

天線采用偏離中心的微帶線饋電，有利于減小天線的尺寸和擴展帶寬[16].低頻段(820～940 MHz)的諧振路徑比較長，容易實現(xiàn)天線全向性輻射.隨著天線工作頻率的增加，其對應(yīng)基模所需諧振長度變短，結(jié)構(gòu)的不對稱性和高次諧振模式產(chǎn)生的反向電流會破壞天線的全向性.本文提出加載彎折結(jié)構(gòu)和ELC 單元來優(yōu)化高頻段時天線輻射貼片上的電流分布，實現(xiàn)天線在高頻段時較好的準全向輻射性能.

2.1 彎折結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖2 給出了參考天線1 和本文提出天線的局部結(jié)構(gòu)圖，本文天線的末端加載彎折結(jié)構(gòu)，參考天線1 的末端用直線替代彎折結(jié)構(gòu).

圖2 參考天線1 和本文天線的結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Geometry of reference antenna 1 and the proposed antenna

圖3 為參考天線1 和本文天線在頻率2.1 GHz時yoz面和xoy面的輻射方向圖.可以看出，參考天線1 倒“8”字形的方向圖出現(xiàn)了旁瓣，方向圖全向性較差.

圖3 參考天線1 和本文天線在2.1 GHz 的方向圖Fig.3 Radiation patterns of reference antenna 1 and the proposed antenna at 2.1 GHz

圖4 為參考天線1 和本文天線在頻率2.1 GHz時的電流分布圖.可以看出，參考天線1 在z方向上明顯存在反向電流，而本文天線采用彎折結(jié)構(gòu)弱化了天線在終端位置z方向的電流，改善了方向圖，實現(xiàn)了良好的全向輻射特性.

圖4 參考天線1 和本文天線在2.1 GHz 的電流分布Fig.4 The current distributions of reference antenna 1 and the proposed antenna at 2.1 GHz

2.2 ELC 單元設(shè)計

如圖5(a)所示，ELC 結(jié)構(gòu)單元中間為金屬帶，兩端為縫隙.為深入理解ELC 工作機制，將其等效為高頻LC 諧振電路進行分析[17].當ELC 被電磁激勵后，等效電路模型如圖5(b)所示，C為縫隙電容，與縫隙尺寸有關(guān)；L為電感，與中間金屬帶長度和寬度有關(guān).諧振時，ELC 頻率表達式為

圖5 ELC 單元結(jié)構(gòu)及其等效電路模型Fig.5 Geometry and equivalent circuit of ELC unit cell

圖6 給出了無ELC 結(jié)構(gòu)加載和本文有ELC 結(jié)構(gòu)加載的局部結(jié)構(gòu)圖和|S11|曲線.可以看出，無ELC 結(jié)構(gòu)加載天線的中心頻點約在5.6 GHz，加載ELC 結(jié)構(gòu)天線的中心頻點為4.86 GHz.

圖6 有無ELC 結(jié)構(gòu)加載的|S11|曲線Fig.6 |S11| curves with or without ELC structure

圖7 給出了無ELC 結(jié)構(gòu)加載天線在5.6 GHz 及有ELC 加載天線在4.86 GHz 時yoz面和xoy面的輻射方向圖.可以看出：無ELC 結(jié)構(gòu)加載天線在全向輻射不期望強輻射的yoz面仰角0°和180°方向上比有ELC 結(jié)構(gòu)加載天線的輻射更強，全向輻射特性較差；有ELC 結(jié)構(gòu)加載天線在4.86 GHz 實現(xiàn)了較好的全向輻射性能.

圖7 有無ELC 結(jié)構(gòu)加載的方向圖Fig.7 Radiation patterns with or without ELC structure

圖8 給出了本文天線在4.86 GHz 的電流分布圖.可以看出，ELC 結(jié)構(gòu)與上方貼片產(chǎn)生的強電流互諧振.加載ELC 結(jié)構(gòu)之后，相對于無ELC 結(jié)構(gòu)加載的諧振頻率5.6 GHz，天線的諧振頻率向低頻偏移.

圖8 本文天線在4.86 GHz 的電流分布Fig.8 The current distribution of the proposed antenna at 4.86 GHz

為分析ELC 單元對天線性能的影響，圖9 給出了ELC 單元不同角度擺放的結(jié)構(gòu)圖.可以看出，參考天線2、3 和4 的右ELC 單元與水平夾角θ 分別為0°、18°和90°，本文天線右ELC 單元與水平夾角θ 為162°.

圖9 ELC 單元不同角度擺放時結(jié)構(gòu)示意圖Fig.9 Illustrations of ELC unit cell placed at different angels

本文天線在4.86 GHz 產(chǎn)生的諧振是ELC 結(jié)構(gòu)和位于其上方貼片共同作用的結(jié)果，ELC 結(jié)構(gòu)作為諧振的一部分，繞著中心旋轉(zhuǎn)不同的角度，諧振頻率、帶寬及方向圖都會隨之變化.圖10 給出了ELC 單元不同擺放角度時的|S11|曲線.參考天線2、3、4 和本文天線的中心頻點分別為4.99 GHz、5.04 GHz、4.80 GHz 和4.86 GHz.ELC 單元不同角度擺放時與上方貼片產(chǎn)生不同的耦合作用，從而諧振頻率發(fā)生變化.

圖10 ELC 單元不同擺放角度對天線|S11|的影響Fig.10 The influence of ELC unit cell placed at different angels on antenna |S11|

圖11 給出了參考天線2、3、4 和本文天線在中心頻點的方向圖.可以看出，在全向輻射不期望強輻射的yoz面仰角0°和180°方向上，參考天線2、3 比本文天線輻射更強.旋轉(zhuǎn)ELC 單元可以改變電流的方向及與背面貼片之間的耦合，影響諧振電流的頻率特性和方向，利用這一特點來優(yōu)化本文天線的方向圖.通過優(yōu)化右ELC 單元的擺放角度，當θ=162°時，方向圖全向性最好，實現(xiàn)了準全向輻射.

圖11 ELC 單元不同擺放角度的天線方向圖Fig.11 Radiation patterns of ELC unit cell placed at different angels

2.3 梳狀結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖12 給出了無梳狀結(jié)構(gòu)和本文有梳狀結(jié)構(gòu)的局部結(jié)構(gòu)圖和|S11|曲線.可以看出，無梳狀結(jié)構(gòu)天線的阻抗匹配顯著變差，帶寬減小，3.5 GHz、4.8 GHz 附近的頻率向高頻偏移.本文采用梳狀結(jié)構(gòu)提高了天線的阻抗匹配，增加了天線帶寬，降低了諧振頻率.其原因是梳狀結(jié)構(gòu)加載到天線中時增加了輻射貼片上電流路徑長度，改善了天線表面的電流分布.通過梳狀結(jié)構(gòu)的設(shè)計，覆蓋了所需要的通信頻段，實現(xiàn)了天線的小型化.

圖12 有無梳狀結(jié)構(gòu)的|S11|曲線Fig.12 |S11| curves with or without comb-shaped element

2.4 參數(shù)分析

為研究ELC 結(jié)構(gòu)上方貼片的尺寸變化對天線的諧振頻率及阻抗匹配的影響，在其他參數(shù)不變的情況下，圖13 給出了L3取值變化對天線反射系數(shù)|S11|的影響.可以看出，隨著L3增大，天線在1.9 GHz附近的諧振頻率逐漸向低頻偏移，其原因是枝節(jié)長度的增加延長了電流諧振路徑.經(jīng)過優(yōu)化，當L3=32 mm 時，獲得最大帶寬以及較好的阻抗匹配.

圖14 給出了參數(shù)L4取值對天線反射系數(shù)|S11|的影響.可以看出，隨著L4增大，天線在3.5 GHz、4.8 GHz 附近的諧振頻率向低頻偏移，且?guī)捴饾u減小.其原因是L4變化不僅影響頻率3.5 GHz 時諧振電流路徑長度，還會改變上方輻射貼片與ELC 單元的耦合強度，從而影響天線的阻抗匹配.經(jīng)過優(yōu)化，當L4取4.5 mm 時，|S11|阻抗帶寬為最優(yōu)值.

圖14 參數(shù)L4 對天線的性能影響Fig.14 The influence of parameter L4 on antenna performance

3 結(jié)果分析

根據(jù)表1 中仿真優(yōu)化尺寸制作了天線實物，如圖15 所示.用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試了天線S 參數(shù)，在微波暗室中測試了增益和方向圖.圖16 給出了天線|S11|仿真和實測對比，可以看出，仿真|S11|≤ -10 dB帶寬為0.82～0.94 GHz、1.68～2.88 GHz、3.26～3.66 GHz、4.82～4.91 GHz，實測|S11|≤ -10 dB 帶寬為0.82～0.94 GHz、1.76～3.63 GHz、4.8～4.9 GHz.仿真和實測結(jié)果基本吻合，其誤差主要來源于仿真與實測之間的差異及加工誤差等因素.

圖15 天線實物圖Fig.15 Prototype of the proposed antenna

圖16 天線仿真和實測|S11|曲線Fig.16 Simulated and measured |S11| curves of the proposed antenna

圖17 給出了天線在頻點0.88 GHz、1.90 GHz、2.50 GHz、3.50 GHz、4.86 GHz 時的仿真和實測yoz面(E 面)和xoy面(H 面)歸一化輻射方向圖.可以看出：E 面輻射方向圖可以觀察到形狀近似為倒“8”字形，H 面輻射方向圖近似為圓形；低頻時天線全向性較好，高頻時天線全向性變差，但都展現(xiàn)了一定程度的全向輻射特征，定義為具備準全向輻射特性.

圖17 不同工作頻率天線仿真和實測方向圖Fig.17 Simulated and measured radiation patterns of the proposed antenna at different operating frequencies

圖18 給出了仿真與實測增益和輻射效率曲線圖，可以看到，實測和仿真增益結(jié)果基本吻合，隨著頻率的增加天線輻射效率呈下降趨勢，其原因是頻率增加導(dǎo)致天線介質(zhì)和導(dǎo)體的損耗增大.對比圖16中的|S11|曲線和圖17 的方向圖可以看出，天線的增益不僅與天線輻射效率有關(guān)，還與天線的阻抗匹配程度(|S11|)及方向圖的形狀有關(guān).

圖18 天線仿真與測試增益和輻射效率Fig.18 Simulated and measured realized gains and radiation efficiency of the proposed antenna

表2 給出了本文天線與近期發(fā)表文獻天線性能的對比，其中λ0表示空氣中最低頻率對應(yīng)的波長.可以看出，本文天線具有電尺寸小、多頻段、寬頻段、準全身輻射等優(yōu)勢.

表2 天線性能比較Tab.2 Comparison of antenna performance

4 結(jié)論

本文提出了一種基于ELC 結(jié)構(gòu)加載的5G 多頻段小型化準全向天線.采用側(cè)面不對稱饋電、DGS、梳狀結(jié)構(gòu)、彎折結(jié)構(gòu)，特別是采用旋轉(zhuǎn)ELC 單元，通過多種方法來控制各頻段天線表面的反向電流，實現(xiàn)在Sub-6 GHz 頻段覆蓋5G 移動通信全網(wǎng)通頻段和準全向輻射特性.本文提出的天線具有結(jié)構(gòu)緊湊、頻帶寬、準全向輻射的特點，適合于多種應(yīng)用場景下的無線通信終端設(shè)備中.