SIW四極化“目”字形漏波天線*

鄒 雄，楊華兵，范 亞，黎 靜

(空軍預(yù)警學(xué)院，武漢 430019)

0 引 言

多極化天線作為變極化技術(shù)基礎(chǔ)且核心的部分，在雷達(dá)和無線通信領(lǐng)域均具有廣泛的應(yīng)用前景。變極化技術(shù)抗單一極化干擾的得益通常可達(dá)20 dB，抗復(fù)合極化干擾的得益也可達(dá)3 dB[1-2]。同時(shí)，變極化技術(shù)能夠有效利用電磁波的空間維度，實(shí)現(xiàn)更多的自由度(空間特征信道)，使通信系統(tǒng)在通信容量、抗多徑衰落等方面得到極大的提高[3-4]。因此，多極化天線的研究成為近年來天線領(lǐng)域的一個(gè)熱點(diǎn)問題。

利用微帶線、波導(dǎo)、對稱振子等導(dǎo)波結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的多極化天線已有不少報(bào)道，如多極化貼片[5]、喇叭[6]、對數(shù)周期天線[7]等。而基片集成波導(dǎo)(Substrate Integrated Waveguide,SIW)作為一種較新的導(dǎo)波結(jié)構(gòu)，在多極化天線領(lǐng)域的應(yīng)用起步相對較晚，總體而言，可分為兩類。一類是SIW多極化腔體天線。此類天線以SIW諧振腔為基礎(chǔ)，通過在單個(gè)或多個(gè)腔體中刻蝕不同的縫隙，并采用不同饋電方向來實(shí)現(xiàn)多極化[8-12]。另一類是SIW多極化行波天線。此類天線以SIW行波天線為基礎(chǔ)，利用變極化饋電網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)多極化[13-16]。其中，SIW漏波天線因其具有較高的增益和較低的副瓣而被應(yīng)用于衛(wèi)星通信等領(lǐng)域。Cheng等人[13]利用兩組垂直斜縫設(shè)計(jì)半?；刹▽?dǎo)(Half Mode Substrate Integrated Waveguide,HMSIW)掃頻天線，通過3 dB電橋和縫隙位置的不對稱設(shè)置實(shí)現(xiàn)了四種極化模式(左旋圓極化、右旋圓極化、45°線極化、135°線極化)，波束可在前向區(qū)域3～30°范圍內(nèi)掃描。但該天線單元間距接近一個(gè)波導(dǎo)波長，不利于天線的小型化，更重要的是，該天線存在開阻帶(Open Stop-Band,OSB)問題，僅能實(shí)現(xiàn)后向掃描。Chen等人[14]在設(shè)計(jì)多極化漏波天線時(shí)，首先在HMSIW內(nèi)設(shè)置一組相互垂直的矩形縫隙實(shí)現(xiàn)圓極化，然后在HMSIW開放邊沿一側(cè)利用PIN二極管連接矩形貼片，實(shí)現(xiàn)了線極化，通過二極管的通斷達(dá)到了極化重構(gòu)的目的。該天線可實(shí)現(xiàn)波束后向到前向區(qū)域的連續(xù)掃描，但有源電路的引入使得天線加工和使用較為復(fù)雜。

為縮小單元間距、減小漏波天線尺寸，則漏波縫隙單元需要具有較高的移相特性。同時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)波束的連續(xù)掃描，需要改變縫隙結(jié)構(gòu)來抑制開阻帶?；谇捌谘芯砍晒疚奶岢鲆环N斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)，分析其色散特性、傳輸與輻射特性，并利用3 dB耦合器和90°移相器組成四極化饋電網(wǎng)絡(luò)，可實(shí)現(xiàn)波束從后向到前向連續(xù)掃描的SIW四極化漏波天線。

1 斜45°“目”字形縫隙

前期研究發(fā)現(xiàn)，SIW中的橫向“目”字形縫隙具有高移相特性，且能夠克服傳統(tǒng)漏波天線的開阻帶問題[17]。將“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)應(yīng)用在多極化漏波天線設(shè)計(jì)時(shí)，由于圓極化形成的需要，兩條線陣中的縫隙需要相互垂直，因此將“目”字形縫隙傾斜45°放置，討論其工作性能。

1.1 縫隙結(jié)構(gòu)

斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)如圖1所示，基片厚度1 mm，相對介電常數(shù)2.2，損耗角正切為0.001?？p隙結(jié)構(gòu)由一個(gè)環(huán)形縫隙和兩個(gè)金屬化通孔組成，縫隙設(shè)置于SIW的上表面，下表面為金屬接地板?？p隙寬度為0.3 mm，SIW長度L=24.0 mm，寬度a=15.4 mm，通孔直徑為0.6 mm，周期為1.0 mm，則等效波導(dǎo)寬度aRWG=14.96 mm[18]。具體尺寸見表1，表中縫隙長度均按縫隙中心線測量。

圖1 斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)圖

表1 “目”字形縫隙結(jié)構(gòu)的初始尺寸 單位：mm

1.2 色散特性

利用HFSS15.0對該縫隙結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真，觀察上表面電場分布，如圖2(a)所示，在縫隙兩側(cè)，電場方向幾乎相反，說明斜45°“目”字形縫隙單元具有一定的倒相特性。將該結(jié)構(gòu)與相同長度的SIW傳輸線進(jìn)行比較，得到兩者輸出端口的相位差，如圖2(b)所示。

(a)上表面電場分布

(b)輸出端相位差圖2 斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)的移相特性

由圖2可知，隨著縫隙長度的增加，兩者之間的相位差逐漸增大，縫隙單元的反射系數(shù)極小值頻點(diǎn)也逐漸降低。當(dāng)縫隙長度大于15.2 mm時(shí)，在最佳工作頻率處(反射系數(shù)極小值點(diǎn))，縫隙單元的移相量均在160°左右，說明斜45°設(shè)置的“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)與橫向設(shè)置時(shí)相似，均能夠產(chǎn)生較高的移相量。

觀察圖2(b)可知，在最佳工作頻率附近，移相量幾乎呈現(xiàn)出線性變化。設(shè)移相量為160°時(shí)對應(yīng)的工作頻率為f160，則當(dāng)頻率為f時(shí)，該縫隙結(jié)構(gòu)所帶來的移相量為

Δφ(f)≈160°+α1(f-f160) 。

(1)

式中：α1為比例常數(shù)，指單位頻率變化范圍的移相量。當(dāng)l1=16.4 mm時(shí)，f160=10.2 GHz，α1在40°/GHz左右。

將“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)等間距排列，可設(shè)計(jì)漏波天線，如圖3所示為8單元縫隙結(jié)構(gòu)的漏波天線。為了保證漏波天線同時(shí)具備前向和后向掃描特性，在中心頻率處，相鄰縫隙需同相饋電。而由于縫隙單元產(chǎn)生了160°左右的移相量，則當(dāng)縫隙間距導(dǎo)致的移相量在200°左右時(shí)，各縫隙即可實(shí)現(xiàn)同相饋電。因此，縫隙間距p的取值為(200/360)λg?？紤]到天線的回波特性，通過仿真優(yōu)化，p取13.8 mm。圖4給出了該間距條件下斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)的色散特性。當(dāng)頻率高于8.4 GHz時(shí)，該天線均位于輻射區(qū)。其中，在8.4～10.3 GHz內(nèi)，天線處于后向輻射區(qū)；在10.3～12.0 GHz內(nèi)，天線處于前向輻射區(qū)?？梢?，該縫隙結(jié)構(gòu)具有一定的復(fù)合左右手特性，可以實(shí)現(xiàn)天線指向從后向到前向的連續(xù)掃描。

圖3 8單元“目”字形漏波天線結(jié)構(gòu)圖

圖4 斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)的色散特性

1.3 傳輸與輻射特性

當(dāng)漏波天線工作頻率位于10.3 GHz時(shí)，“目”字形縫隙單元基本實(shí)現(xiàn)了同相饋電，波束指向垂直于基片表面。隨著頻率的改變，波束指向也隨之改變。建立如圖3所示的坐標(biāo)系，將θ定義為yoz面中波束指向與y軸方向的夾角，則相鄰縫隙單元的相位差可表示為

(2)

式中：λ0(f)為自由空間中的波長。則波束指向可表達(dá)為

(3)

將式(1)代入式(3)中，為盡量精確計(jì)算波束指向，α1在9.0～10.2 GHz頻率范圍內(nèi)時(shí)取值為34°/GHz，在10.2～11.0GHz頻率范圍內(nèi)時(shí)取值為48°/GHz，則頻率為9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz時(shí)θ的計(jì)算結(jié)果分別為-39°、-22°、-9°、4°、16°。

對8單元漏波天線進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果見圖5。在9.0～11.4 GHz范圍內(nèi)，反射系數(shù)小于-10 dB，傳輸系數(shù)均低于-12 dB，說明天線輻射性能良好。從yoz面增益方向圖可知，在9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz處，天線增益分別為11.33 dBi、11.91 dBi、11.94 dBi、12.43 dBi、13.0 dBi，波束指向分別為-34°、-19°、-7°、6°、17°，與計(jì)算結(jié)果的差值均在5°以內(nèi)。隨著頻率的升高，3 dB波束寬度由28°逐漸降低到15°。

(a)S參數(shù)

(b)yoz面增益方向圖圖5 8單元“目”字形漏波天線的仿真結(jié)果

2 SIW四極化饋電網(wǎng)絡(luò)

由“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)組成的一維線陣僅能實(shí)現(xiàn)單一的極化方式，要實(shí)現(xiàn)四極化，則必須引入饋電網(wǎng)絡(luò)。

2.1 四極化形成方法

將兩個(gè)線陣平行排列，“目”字形縫隙分別傾斜45°和-45°。若一側(cè)加入3 dB耦合器，則可使兩個(gè)線陣的初始相位產(chǎn)生90°的相位差，若引入一個(gè)兩通道的90°移相器，則可產(chǎn)生180°或0°的相位差。因此，可采用如圖6所示的四極化形成方案。

圖6 四極化形成方案

在該方案中，當(dāng)信號(hào)由端口1輸入時(shí)，兩條線陣的相位差為180°，結(jié)合各自電場的方向，則合成場的方向垂直于線陣方向，極化方式為垂直極化。類似地，當(dāng)信號(hào)由端口2、3、4分別輸入時(shí)，合成場的極化方式分別為水平極化、右旋圓極化、左旋圓極化，如表2所示。

表2 極化合成結(jié)果

2.2 圓極化饋電網(wǎng)絡(luò)

圓極化饋電網(wǎng)絡(luò)由一個(gè)SIW 3 dB耦合器組成，如圖7(a)所示，設(shè)計(jì)的中心頻率為10.0 GHz。根據(jù)波導(dǎo)3 dB電橋設(shè)計(jì)原理，該耦合器通過開放一段窄壁來實(shí)現(xiàn)能量耦合，為了防止耦合段出現(xiàn)TE30模，耦合段寬度需小于2a。耦合段的長度由下式?jīng)Q定：

(4)

式中：λg(TE10)和λg(TE20)分別為寬度為a′的SIW在中心頻率處的TE10模和TE20模的波導(dǎo)波長。

當(dāng)耦合段寬度a′=26.4 mm時(shí)，根據(jù)式(4)計(jì)算的耦合段長度為17.3 mm。經(jīng)過仿真優(yōu)化，確定耦合段的尺寸如下：l=18.2 mm，l3=13.0 mm，l4=17.2 mm。

3 dB耦合器的仿真結(jié)果見圖7(b)和圖7(c)，10 dB回波損耗帶寬超過超過22.6%(8.2～13.0 GHz)，在9.0～11.0 GHz范圍內(nèi)傳輸系數(shù)在-2.5～-4.2 dB之間，插入損耗優(yōu)于1.2 dB；輸出端相位差在87.0°～93.6°以內(nèi)，可見帶內(nèi)相位差起伏很小。

(a)結(jié)構(gòu)圖

(b)S參數(shù)

(c)輸出端相位差圖7 3 dB耦合器的結(jié)構(gòu)圖與仿真結(jié)果

2.3 線極化饋電網(wǎng)絡(luò)

線極化饋電網(wǎng)絡(luò)由一個(gè)SIW 3 dB耦合器和一個(gè)等長不等寬移相器組成，如圖8(a)所示，設(shè)計(jì)的中心頻率為10.0 GHz。根據(jù)傳統(tǒng)等長不等寬波導(dǎo)移相器的設(shè)計(jì)理論，移相段長度由以下公式確定：

(5)

式中：λg(a1)和λg(a2)表示寬度分別a1和a2的SIW在中心頻率處的波導(dǎo)波長。

為使移相器的兩條分支均能在9～11 GHz內(nèi)傳輸TE10模，兩條分支的寬度差異不宜過大。本饋電網(wǎng)絡(luò)中，分支的寬度分別為a1=14.0 mm，a2=16.8 mm。由式(5)確立的移相段長度為42.0 mm，為防止SIW寬度突變造成的S參數(shù)惡化，移相器的過渡段采用漸變式處理，尺寸為l5=33.0 mm，l6=42.2 mm。

線極化饋電網(wǎng)絡(luò)的仿真結(jié)果見圖8(b)和圖8(c)，10 dB回波損耗帶寬超過超過22.3%(8.2～12.9 GHz)，在9.0～11.0 GHz范圍內(nèi)傳輸系數(shù)在-3.2～-4.4 dB之間，插入損耗優(yōu)于1.4 dB；從9.0～11.0 GHz，輸出端口的相位差由199°逐漸降低到164°。

(a)結(jié)構(gòu)圖

(b)S參數(shù)

(c)輸出端相位差圖8 線極化饋電網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)圖與仿真結(jié)果

3 天線測試

SIW四極化“目”字形漏波天線實(shí)物照片如圖9所示。為方便測試，各饋電微帶線向外彎曲90°從而增大端口距離。端口排列方式與圖6相同，左側(cè)為線極化端口，右側(cè)為圓極化端口。因篇幅所限，此處僅提供測試結(jié)果，更多仿真數(shù)據(jù)請掃描本文OSID碼查看。

S參數(shù)的測試結(jié)果見圖10(a)和圖10(b)。在8.9～11.3 GHz內(nèi)，線極化和圓極化端口的回波損耗優(yōu)于9 dB，相鄰端口的隔離度超過10 dB。在傳輸性能上，從8.9～11.4 GHz，左右兩側(cè)端口相互間的傳輸系數(shù)均小于-20 dB，可見天線總效率較高，在10 GHz處兩個(gè)端口的天線總效率仿真結(jié)果均高于0.9。

輻射方向圖的測試結(jié)果見圖10(c)和圖10(d)。由于線極化兩個(gè)端口和圓極化兩個(gè)端口的測試結(jié)果相似，因此這里僅給出1、4端口的測試結(jié)果。測試時(shí)，所設(shè)計(jì)的漏波天線為發(fā)射天線，接收天線(探頭)為垂直極化。1端口輸入時(shí)，在9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz處的波束指向分別為-25°、-16°、-5°、8°、21°，增益分別為3.6 dBi、7.6 dBi、11.5 dBi、11.8 dBi、12.6 dBi。4端口輸入時(shí)，波束指向分別為31°、18°、8°、-10°、-21°，增益分別為8.1 dBi、6.1 dBi、7.8 dBi、8.7 dBi、9.1 dBi。由于接收天線為垂直極化，4端口的增益測試結(jié)果會(huì)有3 dB的極化失配損失，若采用左旋圓極化接收天線，測試的增益將更高。由圖可知，當(dāng)頻率低于9.5 GHz時(shí)，1端口的增益測量值較低，這是由于線極化饋電網(wǎng)絡(luò)的輸出相位差波動(dòng)較大，不能穩(wěn)定在180°左右，尤其是在9.5 GHz以下時(shí)，與180°相距10°以上。

(a)回波損耗與隔離度

(b)傳輸性能

(c)1端口輸入時(shí)的歸一化方向圖

(d)4端口輸入時(shí)的歸一化方向圖

4 結(jié) 論

為克服傳統(tǒng)漏波天線存在的開阻帶缺點(diǎn)，本文提出了斜45°“目”字形縫隙結(jié)構(gòu)，分析了該結(jié)構(gòu)的移相量特性，并根據(jù)移相量確定單元間距，從而設(shè)計(jì)了8單元的漏波天線。色散圖和輻射方向圖的仿真結(jié)果均表明，該天線具有波束從后向到前向連續(xù)掃描的功能。同時(shí)，利用3 dB耦合器和90°移相器設(shè)計(jì)了SIW四極化饋電網(wǎng)絡(luò)，在9.0～11.0 GHz范圍內(nèi)，圓極化饋電網(wǎng)絡(luò)的相位波動(dòng)小于±4°，線極化饋電網(wǎng)絡(luò)的相位波動(dòng)小于±19°。將兩條“目”字形縫隙線陣與饋電網(wǎng)絡(luò)相結(jié)合則可實(shí)現(xiàn)四極化漏波天線。測試結(jié)果表明，該四極化天線具有較好的端口隔離度，線極化的波束掃描范圍是-25°～21°，圓極化的波束掃描范圍是-21°～31°。圓極化的增益波動(dòng)小，波束掃描范圍更大，這主要是由于圓極化饋電網(wǎng)絡(luò)的輸出相位差的平衡度更好導(dǎo)致的。