主從結(jié)構(gòu)微電網(wǎng)逆變器離網(wǎng)全過程平滑切換控制策略

張純江，徐菁遠(yuǎn)，慶宏陽(yáng)，柴秀慧，王曉寰

（電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)），河北省秦皇島市 066004）

0 引言

隨著可再生的分布式電源的大規(guī)模發(fā)展［1］，由分布式單元與儲(chǔ)能單元、負(fù)荷以及監(jiān)控保護(hù)裝置等構(gòu)成的微電網(wǎng)，因具有更大靈活性和獨(dú)特性也得到廣泛應(yīng)用。微電網(wǎng)既能夠與大電網(wǎng)聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行，也能夠與大電網(wǎng)斷開獨(dú)立運(yùn)行［2］，并且能夠在并網(wǎng)與孤島模式之間切換，保證對(duì)本地負(fù)載的不間斷供電，因此微電網(wǎng)在提高供電可靠性和應(yīng)急供電能力等方面有著顯著的作用［3］。

逆變器是微電網(wǎng)的重要組成部分，其主要分為：針對(duì)主從結(jié)構(gòu)的主從控制［4-9］和針對(duì)對(duì)等結(jié)構(gòu)的下垂控制［10-17］兩種。主從結(jié)構(gòu)需指定一臺(tái)容量較大的變換器作為主電源，并網(wǎng)時(shí)一般采用PQ控制，孤島時(shí)一般采用V/F控制。因此，當(dāng)因電網(wǎng)故障而離網(wǎng)時(shí)，系統(tǒng)發(fā)生非計(jì)劃孤島運(yùn)行，主逆變器控制方式需從PQ控制切換為V/F控制，由于控制方法差異導(dǎo)致控制器輸出狀態(tài)不匹配而引起輸出量跳變，產(chǎn)生較大的暫態(tài)振蕩。對(duì)此，許多文獻(xiàn)針對(duì)模式切換產(chǎn)生的問題進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)［4］對(duì)控制器切換過程中的狀態(tài)跟隨器進(jìn)行算法改進(jìn)，并且通過軟件鎖相方法實(shí)現(xiàn)平滑切換。然而，上述提到的文獻(xiàn)未考慮孤島檢測(cè)時(shí)間的延遲對(duì)切換過程的影響，由于孤島檢測(cè)的時(shí)延性，孤島保護(hù)程序在達(dá)到規(guī)定檢測(cè)時(shí)間后才會(huì)切換控制模式，突然脫離電網(wǎng)的逆變器無法瞬間完成PQ至V/F的控制模式切換，不僅不能及時(shí)彌補(bǔ)因電網(wǎng)斷開造成的功率差額，無法維持功率平衡，同時(shí)還導(dǎo)致了逆變器以PQ控制模式運(yùn)行在孤島狀態(tài)，失去電壓支撐，致使微電網(wǎng)處于電壓幅值和頻率失控狀態(tài)。文獻(xiàn)［5］提出的基于儲(chǔ)能廣義算法的控制策略雖然考慮了非計(jì)劃孤島情況下模式的平滑切換，但其復(fù)雜程度較大，實(shí)際應(yīng)用中有局限性。文獻(xiàn)［6］通過控制電網(wǎng)電流環(huán)輸出達(dá)到限幅器飽和值來完成平滑離網(wǎng)，但其限幅器的飽和值對(duì)切換過程影響較大，對(duì)相關(guān)控制器的參數(shù)取值具有一定的局限性。文獻(xiàn)［7］和文獻(xiàn)［8］分別在控制模式切換中加入自抗擾技術(shù)和改進(jìn)預(yù)同步控制，達(dá)到了快速平滑切換效果，但是自抗擾控制器的參數(shù)設(shè)計(jì)難度較大，改進(jìn)預(yù)同步中兩種模式的控制量交互會(huì)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生一定影響，都具有一定局限性。文獻(xiàn)［9］根據(jù)在整個(gè)運(yùn)行模式中始終采用電壓控制器對(duì)負(fù)載電壓進(jìn)行控制的思路，提出一種電壓-電流協(xié)同控制策略，保證微電網(wǎng)與負(fù)載始終保持功率平衡，但因需要通過計(jì)算中間變量來進(jìn)行附加控制環(huán)路的設(shè)計(jì)，增加了控制器參數(shù)設(shè)計(jì)的復(fù)雜性與實(shí)施的難度。綜上所述，在發(fā)生非計(jì)劃孤島時(shí)，如何實(shí)現(xiàn)逆變器的平滑切換仍是一個(gè)難題。

下垂控制可通過模擬發(fā)電機(jī)的P-f、Q-V下垂特性對(duì)電壓和頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)，在并聯(lián)系統(tǒng)中無需聯(lián)絡(luò)信號(hào)就可實(shí)現(xiàn)功率分配［10］，但由于傳統(tǒng)下垂控制對(duì)線路阻抗的限制［11］以及并聯(lián)環(huán)流問題［12］，下垂控制需要進(jìn)行諸多改進(jìn)［13-16］。實(shí)際應(yīng)用中，由于功率匹配的問題，下垂控制的應(yīng)用場(chǎng)景具有局限性，而主從控制由于其技術(shù)更加成熟和適用性更強(qiáng)，在應(yīng)用場(chǎng)景上更加廣泛，目前微電網(wǎng)示范工程仍以主從控制為主［9］。

根據(jù)以上分析，針對(duì)PQ-V/F控制的平滑切換問題，本文提出一種基于附加電流控制器和電壓保持器的組合式平滑切換控制策略。并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)附加電流環(huán)與電感電流環(huán)共同調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流；孤島運(yùn)行時(shí)利用限幅器使附加電流環(huán)退出運(yùn)行，電壓控制器作為電壓外環(huán)與電感電流內(nèi)環(huán)共同調(diào)節(jié)輸出電壓。在孤島檢測(cè)期間，電壓控制器作為保持器，保持孤島模式下控制器輸出量，附加電流控制器與電壓保持器相互配合，共同維持逆變器輸出電壓，避免了電壓越限問題。通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提出的組合式平滑切換控制策略的有效性。

1 傳統(tǒng)控制策略

1.1 主從型微電網(wǎng)系統(tǒng)

圖1 給出了一種主從結(jié)構(gòu)的微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)圖，主要由公共連接點(diǎn)（point of common coupling，PCC）、主控單元（主逆變器和儲(chǔ)能裝置）、從控單元（光伏發(fā)電裝置和從逆變器）以及用電負(fù)荷組成。PCC 閉合時(shí)，微電網(wǎng)中的發(fā)電單元并網(wǎng)運(yùn)行；反之，以孤島模式運(yùn)行，不同運(yùn)行模式下主逆變器的控制策略不同。

圖1 主從結(jié)構(gòu)微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of master-slave microgrid

1.2 主逆變器結(jié)構(gòu)和控制策略

傳統(tǒng)控制方法下主逆變器的結(jié)構(gòu)與控制策略如附錄A 圖A1 所示，主逆變器采用中點(diǎn)鉗位型（neutral point clamped，NPC）三電平拓?fù)?。圖A1中：Vdc為直流母線電壓；Lf、Cf分別為L(zhǎng)C 濾波器的電感和電容；主逆變器的輸出電壓uoabc與電感電流iLabc分別由采樣電路獲得，而后通過abc/dq變換后得到uod、uoq和iLd、iLq，計(jì)算出主逆變器實(shí)際輸出的有功功率P和無功功率Q；θref為經(jīng)過鎖相環(huán)（phaselocked loop，PLL）獲 得 的 坐 標(biāo) 變 換 角 度；RLoad為負(fù)載。

附錄A 圖A1 中的電流內(nèi)環(huán)用于實(shí)現(xiàn)電流控制，生成的信號(hào)變換到αβ坐標(biāo)系下后用于空間矢量脈 寬 調(diào) 制（space vector pulse width modulation，SVPWM）形成三相SVPWM 信號(hào)。控制信號(hào)Ctrl選擇不同的外環(huán)控制器，外環(huán)控制器的輸出作為電流內(nèi)環(huán)的參考，Gid和Giq分別為d軸和q軸的電流內(nèi)環(huán)控制器傳遞函數(shù)。并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)Ctrl=1，選取功率外環(huán)，主逆變器采用PQ控制模式，輸出的有功功率和無功功率跟隨其參考值Pref、Qref，GP和GQ分別為d軸有功功率和q軸無功功率的功率外環(huán)控制器；孤島運(yùn)行時(shí)Ctrl=0，選取電壓外環(huán)，主逆變器采用V/F控制模式，輸出電壓和頻率跟隨參考值uref、fref，Gvd和Gvq分別為d軸和q軸的電壓外環(huán)控制器。

1.3 傳統(tǒng)控制方法下模式切換產(chǎn)生的問題

在并網(wǎng)模式下發(fā)生非計(jì)劃孤島運(yùn)行時(shí)，主逆變器的控制模式需要從PQ控制切換到V/F控制，并且因過程中流過PCC 的電流一般不為零，導(dǎo)致切換瞬間引起電流沖擊，同時(shí)產(chǎn)生電壓和頻率振蕩，非計(jì)劃孤島情況下產(chǎn)生振蕩的主要原因如下：

1）主逆變器的輸出功率不同。在非計(jì)劃孤島的情況下，電網(wǎng)斷開，并網(wǎng)功率瞬間減小為零，但在孤島檢測(cè)完成之前，主逆變器工作于電流控制模式，仍保持給定功率參考值不變，導(dǎo)致逆變器的輸出功率與負(fù)載功率無法匹配，導(dǎo)致負(fù)載的電壓和頻率發(fā)生突變。

2）電流內(nèi)環(huán)的給定值不同。在孤島檢測(cè)完成后，控制器需要從PQ控制模式切換到V/F控制模式，控制器的直接切換導(dǎo)致切換瞬間的給定值發(fā)生突變，對(duì)輸出電壓造成很大的干擾。

傳統(tǒng)控制方法下，在考慮非計(jì)劃孤島時(shí)的孤島檢測(cè)期間，主逆變器的輸出電壓、電感電流和并網(wǎng)電流的仿真波形如附錄A 圖A2 所示。微電網(wǎng)母線的額定相電壓為220 V，t1時(shí)刻前，聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行，采用PQ控制方法，t1時(shí)刻電網(wǎng)發(fā)生故障，經(jīng)過t1～t2的孤島檢測(cè)時(shí)間后，切換為V/F控制方法。仿真時(shí)的入網(wǎng)功率為20 kW，在孤島檢測(cè)期間，電壓的瞬時(shí)幅值達(dá)到400 V，已經(jīng)遠(yuǎn)超過1.1 倍的額定電壓，可能會(huì)導(dǎo)致微電網(wǎng)中的用電設(shè)備損壞，影響系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

由上述對(duì)非計(jì)劃孤島時(shí)產(chǎn)生沖擊的原因分析和仿真結(jié)果可知，在非計(jì)劃孤島發(fā)生時(shí)若能及時(shí)調(diào)整控制器的輸出功率與負(fù)載功率相匹配，并且使控制器的輸出量不發(fā)生跳變，就可以實(shí)現(xiàn)模式的平滑切換，抑制切換瞬間產(chǎn)生的沖擊問題。

2 組合式平滑切換控制策略

2.1 主逆變器結(jié)構(gòu)

圖2 給出了主逆變器的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化圖，其中：C1、C2為 直 流 側(cè) 兩 個(gè) 分 裂 電 容；N為 電 容C1、C2的 中 性點(diǎn)；Lg、Rg分別為電網(wǎng)線路的等效電感和電阻；ig為經(jīng) 過Lg、Rg的 并 網(wǎng) 電 流；iC為 流 過 濾 波 電 容Cf的 電流；iLoad為流入負(fù)載的電流；iL為流過濾波電感Lf的電流；io為經(jīng)LC 濾波后逆變器的輸出電流；uo為負(fù)載電壓，也是濾波電容Cf的電壓；ug為電網(wǎng)側(cè)電壓。圖2 中的兩個(gè)開關(guān)Sg和Si的作用不同，其中開關(guān)Si由主逆變器控制，電網(wǎng)保護(hù)開關(guān)Sg由電網(wǎng)控制。

圖2 主逆變器的簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)Fig.2 Simplified structure of main inverter

本文考慮情況惡劣的非計(jì)劃孤島，當(dāng)電網(wǎng)正常運(yùn)行時(shí)，開關(guān)Sg和Si均閉合，主逆變器工作于并網(wǎng)運(yùn)行模式，當(dāng)電網(wǎng)突發(fā)故障時(shí)，開關(guān)Sg立刻跳開形成孤島，通過孤島檢測(cè)后，開關(guān)Si斷開，主逆變器的控制模式從PQ控制切換至V/F控制，微電網(wǎng)孤島運(yùn)行。

2.2 控制策略的原理與結(jié)構(gòu)

根據(jù)以上分析，當(dāng)圖2 所示的主逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，流過濾波電感的電流iL如下：

當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí)，流入電網(wǎng)的電流ig為零，則流過濾波電感的電流iL變?yōu)椋?/p>

根據(jù)式（1）和式（2）給出基本原理：將濾波電感電流iL的控制量分為3 個(gè)部分，即iL1、iL2和ΔI?？刂屏縤L1與實(shí)際負(fù)載電流iLoad相匹配，孤島運(yùn)行時(shí)由電壓環(huán)調(diào)節(jié)器Gv產(chǎn)生，將負(fù)載電壓控制為額定電壓；控制量iL2與實(shí)際電容電流iC和并網(wǎng)電流ig之和相匹配，iC在穩(wěn)態(tài)時(shí)由公式計(jì)算得到（具體說明見下文），ig由并網(wǎng)電流前饋得到，孤島運(yùn)行時(shí)自動(dòng)減小為零；控制量ΔI與并網(wǎng)電流的擾動(dòng)量和變化量之和相匹配，由附加電流環(huán)中的比例-積分（PI）調(diào)節(jié)器GⅡ產(chǎn)生。

圖3 為本文所提控制方法的主逆變器平滑切換控制框圖。圖3（a）為主逆變器的總體控制框圖，其中：ioabc為主逆變器輸出的三相交流電流，經(jīng)過abc/dq坐 標(biāo) 變 換 后 得 到d、q軸 分 量iod、ioq；igabc為 并 網(wǎng) 三相交流電流，經(jīng)過abc/dq坐標(biāo)變換后得到d、q軸分量igd、igq；iCd、iCq分別為流過電容Cf的三相交流電流d、q軸分量；id，ref、iq，ref分別為主逆變器輸出電流參考值的d、q軸分量；i*Ld、i*Lq分別為濾波電感電流參考值的d、q軸 分 量；ud，ref、uq，ref分 別 為 主 逆 變 器 輸 出 電 壓參考值的d、q軸分量；Gv為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器；GI為電流環(huán)調(diào)節(jié)器。整個(gè)控制框圖由電壓控制器、電感電流環(huán)與附加電流控制器組成，其中，電壓控制器由電壓環(huán)與電壓保持器共同構(gòu)成，附加電流控制器由附加電流環(huán)和限幅器共同組成。坐標(biāo)變換角θ的相位跟蹤控制采用了文獻(xiàn)［4］的軟件鎖相方法，如附錄A圖A3 所示，其中頻率參考值fref=50 Hz，電網(wǎng)相位θg由鎖相環(huán)獲取，當(dāng)微電網(wǎng)系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，控制開關(guān)信號(hào)DF=0，通道選擇開關(guān)S 向下閉合，逆變器輸出相位θ等于電網(wǎng)相位θg；當(dāng)系統(tǒng)孤島運(yùn)行時(shí)，開關(guān)S 向上閉合，選取孤島運(yùn)行時(shí)的相位角θinv。此方法能夠使θ快速跟蹤參考值，保證系統(tǒng)從并網(wǎng)到孤島的動(dòng)態(tài)切換過程中，微電網(wǎng)的電壓不會(huì)發(fā)生閃變，為不同工作模式間的平滑切換奠定了基礎(chǔ)。由于d軸和q軸的控制結(jié)構(gòu)相同，以d軸為例進(jìn)行介紹，如圖3（b）所示，其中ΔI是附加電流環(huán)中PI 調(diào)節(jié)器GⅡ的輸出量。

圖3 主逆變器平滑切換控制框圖Fig.3 Block diagram for seamless transferring control of master inverter

1）電壓控制器。電壓控制器中采用PI 調(diào)節(jié)器Gv，孤島運(yùn)行時(shí)Ctrl=0，電壓控制器作為電壓外環(huán)產(chǎn)生控制量iLd1，與孤島模式下的實(shí)際負(fù)載電流匹配，將輸出電壓uod控制為參考電壓ud，ref；并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)Ctrl=1，此時(shí)調(diào)節(jié)器Gv的輸入量為零，電壓控制器作為保持器，維持上一時(shí)刻的輸出值，即保持孤島模式下調(diào)節(jié)器Gv的輸出量不變，直至孤島檢測(cè)完成后，再次控制Ctrl=0，重新恢復(fù)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)，電壓控制器t時(shí)刻的輸出量iLd1（t）表示為：

式中：iLd1(t-1)為電壓控制器上一時(shí)刻輸出值。

2）附加電流控制器。并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，由附加電流環(huán)中的PI 調(diào)節(jié)器GⅡ?qū)⑤敵鲭娏鱥od控制到參考值id，ref，其中id，ref由給定功率計(jì)算得到。附加電流調(diào)節(jié)器中GⅡ的輸出量ΔI與并網(wǎng)電流的擾動(dòng)量和變化量之和相匹配。對(duì)于并網(wǎng)模式下負(fù)載發(fā)生改變的情況，在發(fā)生非計(jì)劃孤島時(shí)，需限幅器與附加電流環(huán)的相互配合，同時(shí)加上電壓控制器的輸出，由三者共同維持額定的輸出電壓。id，ref的計(jì)算公式以及限幅器的工作規(guī)則和限幅值的設(shè)置在下文進(jìn)行具體介紹。

2.3 所提出控制策略的控制過程分析

本節(jié)分析所提策略下不同模式的具體工作原理和控制過程，以d軸為例，通過開關(guān)S1復(fù)位附加電流控制器，通過開關(guān)S2控制限幅器的接入與斷開。其中，圖3（b）中限幅器的工作規(guī)則為：并網(wǎng)時(shí)，并網(wǎng)電流ig不為零，限幅器不工作；穩(wěn)態(tài)孤島時(shí)，限幅器與電感電流環(huán)斷開，限幅器不工作；非計(jì)劃孤島時(shí)，并網(wǎng)電流ig減為零，限幅器開始工作。

2.3.1 孤島模式

在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，濾波電容器的電壓和電流之間的關(guān)系可以表示為：

式中：ω為主逆變器輸出電壓的角頻率。

電感電流的第1 部分參考iLd1是電壓外環(huán)的輸出量，將負(fù)載電壓控制為額定電壓，實(shí)現(xiàn)孤島模式下與實(shí)際負(fù)載電流的匹配；另一部分參考-ωCfuoq為d軸電容電流的穩(wěn)態(tài)值，此部分由q軸輸出電壓uoq決定，穩(wěn)態(tài)時(shí)uoq取決于q軸輸出參考電壓uq，ref。因此，孤島情況下電感電流參考值只受電壓環(huán)路的影響，主逆變器工作在電壓控制模式。

2.3.2 孤島向并網(wǎng)模式切換

當(dāng)電網(wǎng)恢復(fù)正常時(shí)，圖2 中的開關(guān)Sg首先閉合，發(fā)出并網(wǎng)指令，鎖相環(huán)重新獲取電網(wǎng)相位，而后經(jīng)過電壓相位和幅值的預(yù)同步控制后，閉合開關(guān)Si聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行。

閉合開關(guān)Si時(shí)，在圖3 中控制Ctrl=1，電壓控制器作為保持器退出調(diào)節(jié)，同時(shí)控制開關(guān)S1和S2閉合，附加電流環(huán)開始參與調(diào)節(jié)，主逆變器開始工作在電流控制模式。

2.3.3 并網(wǎng)模式

需要注意與孤島模式下不同的是，電感電流的第1 部分參考iLd1為電壓控制器作為保持器的輸出量，保持為上一時(shí)刻孤島模式下電壓外環(huán)中調(diào)節(jié)器Gv的輸出量，與孤島時(shí)的負(fù)載電流值匹配；第2 部分參考-ωCfuoq中uoq并網(wǎng)鉗位為電網(wǎng)電壓，不再受電壓環(huán)路的影響；第3 部分參考igd為并網(wǎng)電流前饋值；最后一部分參考值ΔId為附加電流環(huán)中PI 調(diào)節(jié)器GⅡ的輸出量，通過附加電流環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電流的控制。綜上，并網(wǎng)模式下電感電流參考值不再受電壓環(huán)路的影響，主逆變器工作在電流控制模式，輸出給定的功率Pref+jQref，輸出電流的參考值計(jì)算式為：

下面對(duì)于附加電流環(huán)中調(diào)節(jié)器的輸出量ΔId進(jìn)行具體說明：在負(fù)載不變的情況下，電壓控制器的輸出量始終保持不變，但運(yùn)行中與實(shí)際負(fù)載電流匹配的控制量iLd1會(huì)略有波動(dòng)，且并網(wǎng)電流igd因干擾也會(huì)略有波動(dòng)，因此附加電流環(huán)可以對(duì)上述波動(dòng)進(jìn)行實(shí)時(shí)補(bǔ)償，提高了系統(tǒng)的抗擾能力；而在負(fù)載變化的情況下，附加電流環(huán)不但需要補(bǔ)償以上兩種波動(dòng)，更主要的是需要補(bǔ)償因負(fù)載改變而導(dǎo)致并網(wǎng)電流變化的這部分量。

2.3.4 并網(wǎng)向孤島模式切換

非計(jì)劃孤島與計(jì)劃孤島不同的是其發(fā)生的時(shí)間不確定，孤島前后的功率差額也不確定，本文就情況惡劣的非計(jì)劃孤島進(jìn)行介紹。

假設(shè)在孤島運(yùn)行發(fā)生前，主逆變器的輸出功率大于負(fù)載消耗的功率，多余的功率注入電網(wǎng)。圖2中當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí)，電網(wǎng)側(cè)開關(guān)Sg迅速斷開，但此時(shí)主逆變器還未確定發(fā)生孤島，因此開關(guān)Si仍然保持閉合，在經(jīng)過孤島檢測(cè)確定發(fā)生孤島后，開關(guān)Si才會(huì)斷開。開關(guān)Sg斷開后的孤島檢測(cè)時(shí)間內(nèi)，電網(wǎng)電流igd自然為零，限幅器開始工作，設(shè)置其上下限 為±ΔId，limit，因 輸 出 電 流iod突 變，iod與 參 考 電 流id，ref的差值也發(fā)生突變，經(jīng)調(diào)節(jié)器GⅡ后使限幅器迅速飽和，達(dá)到限幅值，此時(shí)附加電流環(huán)不再進(jìn)行調(diào)節(jié)，簡(jiǎn)化后的控制框圖如圖4（c）所示，d軸電感電流的參考值變?yōu)椋弘姼须娏鞯牡? 部分參考iLd1仍保持不變，與孤島模式下負(fù)載的電流值匹配；對(duì)于第2 部分參考-ωCfuoq，只要保證主逆變器輸出電壓基本不變，此項(xiàng)也基本不發(fā)生變化；最后一部分參考ΔId，limit為限幅器的限幅值，主要與負(fù)載的變化值有關(guān)，下面具體說明。

圖4 不同模式下主逆變器簡(jiǎn)化控制框圖Fig.4 Simplified block diagram of master inverter control in different modes

假設(shè)并網(wǎng)運(yùn)行后，因負(fù)載發(fā)生改變，主逆變器為負(fù)載提供有功功率的變化量為ΔP，參考式（7）得到簡(jiǎn)化的限幅值計(jì)算式為：

但在實(shí)際選取時(shí)，一般留出10%的裕量，則選取限幅器的限幅值為：

在負(fù)載不變的情況下，主逆變器為負(fù)載提供有功功率的變化量為ΔP≈0，因此將限幅器的限幅值ΔId，limit設(shè)置為一個(gè)很小的正值即可，這個(gè)值對(duì)系統(tǒng)的影響可以忽略，則可以將式（8）簡(jiǎn)化為孤島模式下的式（5），從而模擬孤島模式下的電壓控制，避免電壓失控。在負(fù)載改變的情況下，ΔP的值不能忽略，按式（10）計(jì)算，最后經(jīng)限幅器后輸出值ΔId，limit略大于因負(fù)載變化導(dǎo)致的電流變化量，則式（8）中限幅器的輸出量ΔId，limit與電壓調(diào)節(jié)器的輸出量iLd1之和與變化后的負(fù)載電流值基本匹配，維持額定的負(fù)載電壓直至孤島檢測(cè)完成。由于采用鎖相環(huán)，q軸輸出電壓被控制到接近于零，電流值也幾乎為零，對(duì)于q軸的限幅 器，其上下限 為±ΔIq，limit，將ΔIq，limit始終設(shè)置為一個(gè)很小的正值即可。

綜上所述，本文所提出的離網(wǎng)全過程平滑切換控制策略如下：在負(fù)載始終保持不變的情況下，孤島運(yùn)行時(shí)，由電壓外環(huán)與電感電流內(nèi)環(huán)共同調(diào)節(jié)輸出電壓，主逆變器工作在電壓控制模式；并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，電壓控制器作為保持器，保持孤島模式下調(diào)節(jié)器Gv的輸出量不變，由附加電流外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流，此時(shí)附加電流環(huán)中調(diào)節(jié)器GⅡ的輸出量與并網(wǎng)電流的擾動(dòng)量相匹配。由于負(fù)載不變時(shí)電壓控制器的輸出量與孤島模式下的實(shí)際負(fù)載電流量相匹配，進(jìn)而將負(fù)載電壓控制為額定電壓，在孤島運(yùn)行結(jié)束后將電壓控制器作為保持器，使電壓控制器輸出量始終保持為孤島模式下的狀態(tài)量，保證在孤島檢測(cè)期間電壓控制器的輸出量始終能夠產(chǎn)生與負(fù)載電流匹配的控制量，維持額定輸出電壓。

當(dāng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)負(fù)載發(fā)生改變，與負(fù)載不變的情況相比，附加電流環(huán)中調(diào)節(jié)器GⅡ的輸出量變成同并網(wǎng)電流的擾動(dòng)量與變化量之和相匹配的量，其中，并網(wǎng)電流的變化量即為負(fù)載的變化量。在孤島檢測(cè)期間，電壓控制器仍作為保持器，但輸出量無法單獨(dú)再與變化后的負(fù)載電流相匹配，而需要由電壓控制器輸出量與附加電流環(huán)中調(diào)節(jié)器輸出量之和與變化后的負(fù)載電流值相匹配，使負(fù)載電壓仍能維持額定輸出電壓。

本文所提出的組合式平滑切換控制策略通過以下兩點(diǎn)保證控制模式的平滑切換：

2）引入電壓控制器，在孤島運(yùn)行時(shí)作為電壓環(huán)對(duì)電壓進(jìn)行控制，在其他狀態(tài)下作為保持器始終保持為孤島模式下的輸出量，保證輸出量連續(xù)平滑，從而避免孤島檢測(cè)完成瞬間因控制器切換而造成的輸出量突變，實(shí)現(xiàn)控制器輸出量的平滑切換。

孤島檢測(cè)完成后，斷開圖3（b）中的開關(guān)S1和S2，同時(shí)重新控制Ctrl=0，使電壓外環(huán)重新投入工作，主逆變器再次運(yùn)行在電壓控制模式。

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了證明本文所提控制方法的有效性，通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證和分析。根據(jù)國(guó)際上IEEE 微電網(wǎng)防孤島標(biāo)準(zhǔn)［18］，并參考文獻(xiàn)［17］對(duì)孤島檢測(cè)時(shí)間的設(shè)定，以下所有孤島檢測(cè)時(shí)間都設(shè)定為20 ms完成。

3.1 現(xiàn)有改進(jìn)平滑切換方法仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提平滑切換方法的優(yōu)越性，對(duì)文獻(xiàn)［6］提出的改進(jìn)平滑切換方法進(jìn)行了仿真，附錄A 圖A4 為仿真結(jié)果，其中主逆變器的主要控制參數(shù)如下：電網(wǎng)電流環(huán)控制器PI 參數(shù)中比例系數(shù)設(shè)為2、積分系數(shù)設(shè)為8；電壓環(huán)控制器PI 參數(shù)中比例系數(shù)設(shè)為4、積分系數(shù)設(shè)為80；電感電流環(huán)控制器PI 參數(shù)中比例系數(shù)設(shè)為20、積分系數(shù)設(shè)為600。由于文獻(xiàn)［6］中d軸限幅器對(duì)平滑切換的影響較大，此處將限幅器最大限幅值uod，max設(shè)為兩種情況：uod，max=313 V和uod，max=314 V。

附錄A 圖A4 中Uoφ（φ=a，b，c）為微電網(wǎng)母線電壓，ILφ為主逆變器三相濾波電感電流，P為主逆變器輸出功率，逆變器系統(tǒng)在0～1 s 孤島啟動(dòng)，1 s 時(shí)并網(wǎng)，3 s 時(shí)發(fā)生非計(jì)劃孤島，3.00～3.02 s 之間進(jìn)行孤島檢測(cè)。圖A4（a）為uod，max=313 V 情況下的仿真結(jié)果，可以看出在非計(jì)劃孤島期間，母線電壓過渡沒有發(fā)生過壓情況，但母線電壓出現(xiàn)明顯凹陷并且主逆變器電感電流有比較明顯的瞬態(tài)沖擊。圖A4（b）為uod，max=314 V 情況下的仿真結(jié)果，在該情況下主逆變器電感電流切換過程平滑且無沖擊，但母線電壓在非計(jì)劃過程中發(fā)生了明顯的電壓抬升。同時(shí)，根據(jù)圖A4（c）中兩種情況的有功功率變化可以發(fā)現(xiàn)，在并網(wǎng)過程中，uod，max=313 V 情況下功率調(diào)節(jié)過程相對(duì)平滑，功率抬升較小，但調(diào)節(jié)過程較長(zhǎng)；uod，max=314 V 情況下功率調(diào)節(jié)過程較短，但是功率沖擊較大。以上仿真結(jié)果說明文獻(xiàn)［6］中提出的改進(jìn)平滑切換方法無法兼顧并網(wǎng)跟蹤的快速性和非計(jì)劃孤島運(yùn)行時(shí)的穩(wěn)定性，同時(shí)也說明限幅器參數(shù)的設(shè)置對(duì)平滑切換具有較大的影響，且文獻(xiàn)中也并未對(duì)其參數(shù)設(shè)置進(jìn)行詳細(xì)說明，因此文獻(xiàn)［6］所提出的平滑切換控制方法具有一定局限性。

3.2 組合式平滑切換方法的仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提出的離網(wǎng)全過程平滑切換控制策略的正確性與可行性，在MATLAB/Simulink軟件中進(jìn)行仿真驗(yàn)證。以1 臺(tái)主逆變器和1 臺(tái)從逆變器為例，系統(tǒng)及控制器相關(guān)參數(shù)的設(shè)置見附錄A表A1，模式切換前后各單元的功率分配情況見表1，其中負(fù)號(hào)代表吸收功率。

表1 模式切換前后各單元功率分配情況Table 1 Power distribution of each unit before and after mode switching

本文所提出的控制方法由并網(wǎng)模式切換到孤島模式的仿真結(jié)果如圖5 所示，與傳統(tǒng)控制方法下的仿真結(jié)果（見附錄A 圖A2）進(jìn)行對(duì)比。同樣，為了模擬非計(jì)劃孤島情況，將孤島檢測(cè)時(shí)間設(shè)置為20 ms，3.50 s 時(shí)發(fā)生非計(jì)劃孤島，3.52 s 時(shí)孤島被檢測(cè)出來，此后運(yùn)行于孤島模式。圖5 中ILoφ為從逆變器φ相濾波電感電流，Igφ為φ相并網(wǎng)電流。

圖5 本文所提控制方法下非計(jì)劃孤島的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of unintentional islands controlled by proposed method

由圖5 可看出，在模式切換過程中，傳統(tǒng)控制方法下的孤島檢測(cè)期間，母線中會(huì)產(chǎn)生很大的電壓突變，其峰值約為400 V，同時(shí)電流在切換過程中也存在很大畸變，因此電壓、電流均無法實(shí)現(xiàn)平滑切換。而采用本文所提的組合式控制策略后，母線電壓能夠基本保持不變，幾乎不再產(chǎn)生沖擊，并網(wǎng)電流和主逆變器的電感電流在模式切換過程中也能保持平穩(wěn)，實(shí)現(xiàn)了電壓、電流的平滑切換。同時(shí)，從逆變器的輸出三相電感電流保持穩(wěn)定，不受主逆變器控制模式切換的影響，也實(shí)現(xiàn)了平滑切換。

附加電流環(huán)加入后，逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)負(fù)載的變化會(huì)引起附加電流環(huán)的調(diào)節(jié)。逆變器在1 s 之前運(yùn)行于孤島模式，1 s 之后并網(wǎng)運(yùn)行，在3.50 s 時(shí)電網(wǎng)發(fā)生故障，圖2 中的電網(wǎng)保護(hù)開關(guān)Sg立刻斷開，經(jīng)過20 ms 孤島檢測(cè)后，主逆變器的控制開關(guān)Si斷開，此后運(yùn)行于孤島模式。整個(gè)過程中負(fù)載不發(fā)生變化時(shí)主逆變器的輸出有功功率曲線見附錄A 圖A5（a），過程中輸出量ΔId的仿真結(jié)果見圖A5（b）。并網(wǎng)時(shí)因附加電流環(huán)投入運(yùn)行，輸出量ΔId會(huì)有輕微的波動(dòng)用來補(bǔ)償電流的波動(dòng)值，在孤島檢測(cè)的3.50～3.52 s期間，附加電流環(huán)與電壓控制器互相配合以及對(duì)限幅器的設(shè)置，使得ΔId的輸出很小，對(duì)系統(tǒng)的影響幾乎可以忽略，因此電壓并沒有發(fā)生越限。

為了更充分地證明附加電流環(huán)的調(diào)節(jié)作用，在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)投入負(fù)載，在2 s 時(shí)加入3 kW 負(fù)載，2.5 s時(shí)加入2 kW 負(fù)載。整個(gè)過程中負(fù)載發(fā)生變化時(shí)主逆變器的輸出有功功率曲線見附錄A 圖A6（a），過程中輸出量ΔId的仿真結(jié)果見圖A6（b）。負(fù)載變化后非計(jì)劃孤島時(shí)的微電網(wǎng)母線電壓和主逆變器三相濾波電感電流見附錄A 圖A6（c）。由圖A6（a）和（b）可以看出，在并網(wǎng)運(yùn)行負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，附加電流環(huán)中調(diào)節(jié)器GⅡ的輸出量ΔId主要用來補(bǔ)償負(fù)載的變化量，同樣在孤島檢測(cè)的3.50～3.52 s 期間，附加電流控制器的輸出量沒有突變，保證了輸出值的平滑性，避免了因控制器輸出量突變而產(chǎn)生沖擊。同時(shí)，從圖A6（c）可以看出，由于本文設(shè)計(jì)的組合式控制器中的限幅器留有10%裕量，負(fù)載變化后的負(fù)載電壓在非計(jì)劃孤島發(fā)生時(shí)有細(xì)微的抬升，而主逆變器的組合控制器為了匹配新的負(fù)載功率，對(duì)自身的電感電流進(jìn)行了改變，負(fù)載變化后的負(fù)載電壓和主逆變器電感電流在整個(gè)過程能夠保持平滑過渡，證明了所提方法同樣能夠適應(yīng)負(fù)載變化下的并離網(wǎng)平滑切換。

通過對(duì)比本文所提組合式平滑切換方法與文獻(xiàn)［6］所提平滑切換控制方法的仿真結(jié)果可以看出，本文所提方法下的逆變器系統(tǒng)對(duì)參數(shù)變動(dòng)的適應(yīng)性更強(qiáng)，均能在非計(jì)劃孤島時(shí)實(shí)現(xiàn)電壓和電流的平滑切換，相比已有平滑切換方法具有更高效和更穩(wěn)定的特性。

文獻(xiàn)［9］同樣研究了非計(jì)劃孤島的平滑切換方法，其控制方法能較好地實(shí)現(xiàn)非計(jì)劃孤島下模式的平滑切換（仿真和實(shí)驗(yàn)參見文獻(xiàn)［9］）。但文獻(xiàn)［9］除了有對(duì)輸出電流的控制環(huán)路外，還添加了附加電壓環(huán)。此外，文獻(xiàn)［9］采用的電壓控制器控制量還需要通過額外的阻抗計(jì)算獲得。以上兩方面均增加了控制策略的復(fù)雜性，增加了控制策略的實(shí)施難度。而本文提出的控制策略保留了原有電壓環(huán)結(jié)構(gòu)，通過利用電壓環(huán)自身的控制器構(gòu)成電壓保持器，只附加了對(duì)輸出電流的控制環(huán)，很大程度上簡(jiǎn)化了控制結(jié)構(gòu)，在達(dá)到幾乎同樣效果的前提下降低了方案的實(shí)施難度。

3.3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

StarSim HIL 系統(tǒng)外接DSP 控制器的閉環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如附錄B 圖B1 所示，主電路部分在StarSim HIL 進(jìn)行搭建，由外接DSP 進(jìn)行控制。實(shí)驗(yàn)采用的系統(tǒng)和控制器參數(shù)以及模式切換前后各單元的功率分配情況均與仿真一致，如附錄A 表A1 和表1所示。

與仿真相同，在實(shí)驗(yàn)過程中，斷開電網(wǎng)保護(hù)開關(guān)Sg形成非計(jì)劃孤島，20 ms 后孤島檢測(cè)完成，此時(shí)斷開主逆變器控制開關(guān)Si。圖6（a）和（b）分別給出了傳統(tǒng)控制方法與本文所提控制方法下，離網(wǎng)過程中主逆變器的a 相母線電壓ubus，a和a 相電感電流iLa的實(shí)驗(yàn)波形?？梢钥吹?，在本文所提控制方法下的模式切換過程中，a 相電壓始終能保持穩(wěn)定，a 相電感電流也能平滑過渡。本文所提控制方法下負(fù)載不變時(shí)從逆變器的實(shí)驗(yàn)波形如附錄B 圖B2 所示，可以看出從逆變器的a 相母線電壓和a 相電感電流平滑過渡，說明從逆變器不受主逆變器模式切換的影響，能夠?qū)崿F(xiàn)運(yùn)行模式的平滑切換。

圖6 負(fù)載不變時(shí)主逆變器的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms of master inverter without load change

為驗(yàn)證負(fù)載變化后，本文所提控制方法能否保證負(fù)載電壓和主逆變器電感電流在非計(jì)劃孤島時(shí)刻的平滑過渡，根據(jù)附錄A 圖A6 的負(fù)載變化進(jìn)行了變負(fù)載下的非計(jì)劃孤島實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，離網(wǎng)過程中主逆變器的a 相母線電壓ubus，a和a 相電感電流iLa實(shí)驗(yàn)波形如圖7 所示。從圖7 的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，即使改變了負(fù)載大小，負(fù)載電壓和主逆變器電感電流依然可以保證在非計(jì)劃孤島時(shí)平滑切換，圖7 的實(shí)驗(yàn)結(jié)果與附錄A 圖A6（c）的仿真結(jié)果基本相同，更加充分地證明了本文所提方法同樣能適用負(fù)載變化后負(fù)載電壓和主逆變器電感電流的平滑切換。

圖7 負(fù)載變化時(shí)主逆變器實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of master inverter with load change

為了驗(yàn)證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，進(jìn)行了多次并離網(wǎng)的切換實(shí)驗(yàn)，附錄B 圖B3 給出了整個(gè)切換實(shí)驗(yàn)中各電氣量的輸出波形圖。在每次進(jìn)行離網(wǎng)切換時(shí)，a 相母線電壓和a 相電感電流總能保持穩(wěn)定過渡，同時(shí)主逆變器輸出的功率也可以實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)過渡。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所提出的組合式平滑切換控制策略能夠保證逆變器在發(fā)生非計(jì)劃孤島運(yùn)行時(shí)模式的平滑切換。

4 結(jié)語(yǔ)

基于主從結(jié)構(gòu)的微電網(wǎng)逆變器從并網(wǎng)模式切換到孤島模式時(shí)會(huì)導(dǎo)致孤島檢測(cè)期間電壓出現(xiàn)不可控的問題，本文提出了一種基于附加電流控制器和電壓保持器的組合式平滑切換控制策略，能夠在非計(jì)劃孤島運(yùn)行時(shí)實(shí)現(xiàn)主從結(jié)構(gòu)逆變器的離網(wǎng)全過程平滑切換，主要工作如下：

1）并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)引入控制輸出電流的附加電流環(huán)，由附加電流環(huán)與電感電流環(huán)共同調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流。孤島運(yùn)行時(shí)附加電流環(huán)退出運(yùn)行，由電壓外環(huán)與電感電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓。

2）引入電壓控制器，在孤島模式下作為電壓外環(huán)控制輸出電壓；并網(wǎng)模式下與孤島檢測(cè)期間，電壓控制器作為電壓保持器，保持孤島模式下控制器的輸出量；孤島檢測(cè)期間，電壓控制器與附加電流控制器互相配合，共同維持逆變器輸出電壓。

由于本文所提方法采用的控制器比傳統(tǒng)控制器復(fù)雜，理論上的動(dòng)態(tài)和暫態(tài)穩(wěn)定特性有待進(jìn)一步分析，此部分內(nèi)容將在后續(xù)研究中進(jìn)一步完善。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。