王恒利，王瑞田，高 山，揭貴生

（海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室，湖北 武漢 430033）

艦船綜合電力系統(tǒng)是將發(fā)電系統(tǒng)、變配電系統(tǒng)、推進系統(tǒng)及其他設(shè)備集成一起，實現(xiàn)用電統(tǒng)一調(diào)度和集中管理的電力系統(tǒng)，是艦船動力發(fā)展的方向[1].隨著研究的不斷深入，綜合電力系統(tǒng)不斷向著小型化、輕型化、高效率和隱形化方向發(fā)展，儲能環(huán)節(jié)逐漸成為發(fā)電系統(tǒng)保證電能質(zhì)量的重要組成部分.但是儲能電池接入直流電網(wǎng)造成變配電系統(tǒng)三相隔離型逆變器面臨直流電壓范圍寬、交流電能質(zhì)量要求高的特點，而且需要盡可能地提高功率密度，降低噪聲干擾.

為提高功率密度、降低噪聲干擾，三相隔離型逆變器可以采用高頻隔離拓撲結(jié)構(gòu)，如高頻鏈隔離的兩級式逆變器，具有功率密度高、噪聲小的特點，但是由于儲能電池的接入造成直流電壓波動范圍寬、DC/DC變換器軟開關(guān)工作點難以設(shè)計、開關(guān)管損耗大、變換器效率不高，而且兩級式結(jié)構(gòu)還面臨可靠性不高的問題.考慮到可靠性、效率、散熱和成本問題，工頻隔離拓撲結(jié)構(gòu)更加便于工程應(yīng)用.但是，與高頻隔離拓撲相比，提高功率密度、降低噪聲的問題就迫切需要加以解決.

在電力電子變流裝置中，電氣噪聲是由于功率器件開關(guān)動作帶來電氣參數(shù)突變激發(fā)的[2-4]，根據(jù)物理特征的區(qū)別，廣義的噪聲包括可以被人耳聽到和被聲波檢測裝置捕獲的聲學(xué)噪聲、電氣裝置運行過程中由交變電磁力引起的振動噪聲以及以高頻電流和電磁波形式傳播的電磁噪聲.對于艦船動力平臺來說，噪聲不僅影響其隱蔽性和生存能力，而且也降低了可靠性[5-7].

電力電子變流裝置的噪聲抑制主要可以分為兩類：一類是從噪聲電流傳導(dǎo)路徑上阻隔，即濾波的方法；另一類則是從噪聲源出發(fā)的主動抑制方法.相對于前者，后者直接從噪聲源入手，可以降低對額外硬件的需求，提高功率密度[8-13].由于聲學(xué)噪聲和振動噪聲主要由高頻電流紋波激發(fā)的電磁力產(chǎn)生，因此，其主動抑制技術(shù)可以分為兩個方面，一方面，可以通過新的調(diào)制策略降低電流諧波尤其是開關(guān)頻次及其倍頻次諧波含量，從而減小高頻電磁力；另一方面，可以利用鉗位、級聯(lián)、層疊、多重化等技術(shù)實現(xiàn)多電平變換器拓撲，實現(xiàn)高頻電流、高頻電磁場、高頻電磁力等參數(shù)在相間相互抵消.高頻電磁噪聲主要以高頻電流傳播（傳導(dǎo)）或者以更高頻的電磁場和電磁波傳播（輻射）.在電力電子變流裝置中，電磁噪聲主要由傳導(dǎo)電流激勵產(chǎn)生，可以分為共模噪聲和差模噪聲.因此，其主動抑制技術(shù)可以分為兩個方面，分別是對差模和共模噪聲電流進行抑制[14-19].

本文從艦船綜合電力系統(tǒng)工頻隔離三相逆變器如何提高功率密度、降低噪聲為出發(fā)點，提出一種三相二重化工頻隔離逆變器，采用多重化技術(shù)以提高等效開關(guān)頻率，降低輸出濾波器的需求，提高功率密度，且高頻化又可降低電流諧波含量，減小聲學(xué)噪聲和振動噪聲；采用載波移相策略對輸出共模電壓進行抑制，以降低對EMI （electromagnetic interference）濾波器的需求，提高功率密度，降低可共模電磁噪聲；采用磁集成技術(shù)和立體卷鐵芯結(jié)構(gòu)，以減小隔離變壓器和輸出濾波電感的體積質(zhì)量，提高功率密度.而且該拓撲通過變壓器次級串聯(lián)疊加，可提高交流輸出電壓的幅值，適用于直流母線電壓較低的工況，因此，提出的新型拓撲特別適合寬范圍直流電壓輸入需要隔離的大功率場合，具有系統(tǒng)效率高、可靠性高、成本低、體積質(zhì)量小、噪聲小的特點.

1 新型三相二重化逆變器拓撲

本文研究的新型三相二重化逆變器拓撲如圖1所示，采用兩組三相全橋逆變器經(jīng)兩個Y/Y變壓器次級串聯(lián)在一起，拓撲中每個H橋采用單極倍頻調(diào)制，每相兩個H橋之間載波移相，采用該載波移相的雙H橋級聯(lián)拓撲能夠顯著提高等效開關(guān)頻率.該主電路主要由直流電源Udc、輸入支撐電容Cdc、功率單元（由S1～ S8等開關(guān)器件組成）、變壓器（T1、T2）、輸出LC濾波器（濾波器電感Lf、濾波器電容Cf）等組成，圖中：uij（i=a,b,c；j= 1,2,3,4）為功率單元半橋j的輸出電壓，ul（l=A,B,C）為三相二重化逆變器輸出相電壓；NT為變壓器變比；RL為負載電阻.

圖1 新型三相二重化逆變器拓撲Fig.1 Topology of novel three-phase dual inverter

2 新型拓撲多重化技術(shù)研究

2.1 單組H橋內(nèi)部的單極倍頻調(diào)制

圖2給出了單極倍頻SPWM （sinusoidal pulse width modulation）控制的原理圖，圖中：ωt為時刻t的電角度；u和U分別為瞬時電壓和電壓有效值.可以發(fā)現(xiàn)三角波uc、?uc為兩組互補的載波，ur為調(diào)制信號.比較調(diào)制波ur與載波uc來控制開關(guān)管S1、S2，當(dāng)ur>uc時，S1導(dǎo)通， S2關(guān)斷；當(dāng)ur ?uc時，S4導(dǎo)通，S3關(guān)斷；當(dāng)ur< ?uc時，開S4關(guān)斷，S3導(dǎo)通.

圖2 單極倍頻SPWM控制波形Fig.2 Control waveform of single-polarity double-frequency SPWM

根據(jù)上面分析的邏輯進行控制，得到了單極倍頻SPWM控制的輸出電壓波形，在基波電壓的正半周期，只出現(xiàn)正脈沖電壓，在負半周期只出現(xiàn)負脈沖電壓，并且在一個載波周期內(nèi)出現(xiàn)了兩個脈沖電壓，產(chǎn)生了脈沖電壓倍增的效果，也就是說實現(xiàn)了單極倍頻調(diào)制.

2.2 兩組H橋之間的載波移相調(diào)制

圖3為A相兩個H橋經(jīng)變壓器次級串聯(lián)疊加的電路圖，圖中從左到右分別為a1、a2、a3、a4四個半橋，其中由a1和a2組成第1組H橋，由a3和a4組成第2組H橋，ua1a2和ua3a4分別為兩組H橋的輸出電壓，變壓器次級串聯(lián)疊加后輸出電壓為uA.

根據(jù)多電平載波移相原理，對于一個五電平變換器，4個互錯90°的三角載波分別與調(diào)制波進行比較，生成脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）信號去驅(qū)動每一個半橋單元，所有的輸出疊加生成五電平PWM波形.對于圖3的電路也可以等效為單H橋內(nèi)部采用單極倍頻調(diào)制，兩組H橋之間為載波移相調(diào)制，如圖4所示.此時，uc1為第1組H橋橋臂a1和a2的載波，uc4為第2組H橋橋臂a3和a4的載波，uc1和uc4之間互錯90°，ur1為左橋臂a1和a3的調(diào)制波，ur2為右橋臂a2和a4的調(diào)制波，ur1和ur2互錯180°.從圖4可以看出：等效的調(diào)制策略實現(xiàn)了輸出相電壓實現(xiàn)了四倍頻五電平效果，而且物理意義更加明確.

圖4 五電平載波移相PWM調(diào)制方法等效原理Fig.4 Equivalent principle of five-level carrier phaseshifted PWM modulation method

2.3 輸出相電壓諧波分析

采用SPWM控制單相半橋逆變器原理如圖5所示，圖中：φo為初始相位；Ur為調(diào)制波的幅值；Uc為三角波的幅值；α為三角波的初始相位；k=0,1,···；sa1為橋臂a1兩電平SPWM開關(guān)函數(shù).

圖5 單相半橋逆變器工作原理Fig.5 Operation principle of single-phase half-bridge inverter

為便于分析，把三角波用兩個分段線性函數(shù)來表示，斜率分別為 +2Uc/π和 ?2Uc/π.這樣，三角波的數(shù)學(xué)方程式就可以寫成如式（1）所示的形式.

式中：ωc為三角波的角頻率.

正弦調(diào)制波的方程式為

式中：ωo為基波頻率.

實際中，令調(diào)制比M=Ur/Uc≤1，其中Uc始終保持恒定不變.

兩電平SPWM波的采樣點是正弦波與三角波的交點，在交點處有ur=uc，設(shè)x=ωct，y=ωot+φo，因此，兩電平SPWM開關(guān)函數(shù)sa1(x,y)為

假定sa1的雙重傅里葉級數(shù)表示為

當(dāng)m= 0，n= 0時，A00表示恒定分量；當(dāng)m= 0時，A0ncosnx+B0nsinny表示基波與基波的諧波；當(dāng)n= 0時，Am0cosmx+Bm0sinmy為載波與載波的諧波.

將式（1）～（3）代入式（4）得sa1的雙重傅里葉級數(shù)表示式：

式中：Jn（?）為n階貝塞爾函數(shù).

采用單極倍頻調(diào)制時，標(biāo)記為橋臂a2的調(diào)制波初始相位為 φo+π，與前面的方法相同，可得到橋臂a2的開關(guān)函數(shù)sa2，定義第1組H橋三角載波相位 α=0，因此，第1組H橋的輸出電壓ua1a2為

由圖4可知：第2組H橋三角載波超前第1組H橋三角載波 π/2，因此，類似于前面的推導(dǎo)可得，第2組H橋的輸出電壓ua3a4，由于變壓器T1和T2的匝比為NT∶1，由圖3可得，變壓器副邊的電壓為

將ua1a2和ua3a4的表達式代入式（7）可得

式（8）即為圖4所示五電平載波移相調(diào)制下，新型三相二重化逆變器A相輸出電壓uA的表達式，其中第1項為uA的基波分量，幅值為2MUdc/NT，與傳統(tǒng)三相逆變器相比，輸出交流電壓基波幅值提高了兩倍，剛好是多重化的重數(shù)；第2項為uA的諧波分量，諧波為集中在4mωc點附近的邊頻帶諧波，實現(xiàn)了四倍頻控制效果.

3 新型拓撲載波移相技術(shù)研究

3.1 共模電壓表達式

常規(guī)三相逆變器中，共模電壓定義為逆變橋輸出中點對參考地的電位差，參考地可以取直流母線中點電位，類似的，對于圖1所示的新型三相二重化拓撲結(jié)構(gòu)，同樣定義共模電壓ucm由式（9）給出.

在這里定義第1組H橋（橋臂a1a2）三角載波相位 α=0，根據(jù)前面開關(guān)函數(shù)的分析可知：

由于第2組H橋（橋臂a3a4）采用載波移相調(diào)制，三角載波相位 α=π/2，因此，有

故A相的共模電壓可以表示為

由于A、B、C三相的調(diào)制波初始相位分別相差 2π/3，同理可得A、B、C三相共模電壓表達式，最后可得組合式三相二重化拓撲共模電壓為

式（11）即為組合式三相二重化逆變器輸出共模電壓的表達式，圖6為其頻譜圖.

圖6 組合式三相二重化逆變器共模電壓頻譜Fig.6 Common-mode voltage spectrum of combined three-phase dual full-bridge inverter

3.2 降低共模電壓措施

常規(guī)SPWM控制方式產(chǎn)生的共模電壓，其中最為嚴(yán)重的情況是上臂（或下臂）同時導(dǎo)通，即出現(xiàn)零狀態(tài)情況，主要原因是三相正弦信號和同一載波信號比較，在三角載波的峰值附近三相正弦信號值都大于（或小于）載波信號值，形成了同為高（或低）的控制信號.為了減輕零狀態(tài)的影響,可以采用載波移相的控制策略降低逆變器的共模電壓，下面研究載波移相角對共模電壓的影響.

根據(jù)伏秒平衡原理，改變載波的相位不會影響輸出電壓基波幅值變化.因此，根據(jù)式（11）共模電壓的表達式，以A相載波相位為基準(zhǔn)，相間載波移相存在兩個自由度，即B相載波移相角與C相載波移相角.對B相、C相載波相角以10°為步長遍歷，可得不同載波相位組合下的三相逆變器輸出共模電壓，如圖7所示.其中，圖7（a）為共模電壓的幅值，圖7（b）為共模電壓的有效值，可以看出：A、B、C三相載波相位在(0, ?120°, 120°)或者(0, 120°, ?120°)這兩組組合下，共模電壓幅值和有效值都最小.

圖7 載波移相角對逆變器輸出共模電壓的影響Fig.7 Influence of carrier phase-shifted angle on output common-mode voltage of inverter

對于共模電壓來說，兩組載波相位的組合是等效的，在這里定義A相、B相和C相三角載波相位分別為0、?2π/3和 2π/3，載波移相后輸出共模電壓表達式為

式（12）即為組合式三相二重化逆變器采用載波移相策略輸出共模電壓的表達式，圖8為輸出共模電壓的頻譜圖，與圖6相比，采用載波移相后，輸出共模電壓幅值明顯減小，降低了對共模電感、共模電容的需求，能有效減少EMI濾波器的體積和質(zhì)量.

圖8 采用載波移相后共模電壓頻譜計算值Fig.8 Calculated values of output common-mode voltage spectrum after carrier phase shifted

4 新型拓撲磁集成技術(shù)研究

本文磁集成體現(xiàn)在兩個方面：1）鐵芯磁路集成；2）濾波電感集成至隔離變壓器漏感.三相變壓器鐵芯磁集成設(shè)計思路如圖9所示.

圖9 組合式隔離變壓器鐵芯磁集成設(shè)計思路Fig.9 Magnetic integration design of combined isolation transformer core

與傳統(tǒng)三相平面疊鐵芯變壓器相比，立體卷鐵芯變壓器具有磁路對稱、質(zhì)量輕等優(yōu)勢，可以改善輸出諧波，減小體積質(zhì)量，典型結(jié)構(gòu)如圖10所示.

圖10 立體卷鐵芯變壓器Fig.10 3D wound-core transformer

由于圖1所示的結(jié)構(gòu)PWM輸出電壓非正弦激勵諧波含量豐富，需考慮變壓器漏感頻變特性.目前，考慮繞組阻抗頻變特性的變壓器等效模型主要有集中參數(shù)電路模型、分布參數(shù)電路模型、混合參數(shù)電路模型和Foster模型.圖11所示為立體卷鐵芯變壓器頻變漏感磁路模型時域仿真后得到的單相繞組漏感與FEM （finite element method）二維等效模型計算值、試驗值的對比.與試驗值對比，F(xiàn)EM二維等效模型漏感計算值相對誤差不大于2.81%，立體卷鐵芯變壓器頻變漏感磁路模型漏感時域仿真值相對誤差不大于9.15%.

根據(jù)圖11可知：試驗值與計算值和仿真值吻合度較好，立體卷鐵芯變壓器漏感在1.0 kHz以下約為110 μH左右，1.0 ～ 40.0 kHz最小也有75 μH左右，完全滿足三相二重化逆變器輸出濾波電感的需求，因此，可以采用變壓器的漏感來代替輸出濾波電感，進一步降低裝置的體積質(zhì)量.

圖11 漏感試驗值與FEM計算值、時域仿真值對比Fig.11 Comparison of experimental leakage inductance with FEM and time-domain simulation values

5 實驗驗證

為驗證提出的新型三相二重化逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，制造了一臺原理樣機進行驗證，主要參數(shù)如表1所示，實驗波形采用泰克DPO4054B數(shù)字示波器采集，探頭的變比為1/10倍.

表1 逆變器原理樣機參數(shù)Tab.1 Parameters of the prototype inverter

通過圖12和圖13可以看出：提出的新型拓撲結(jié)構(gòu)變壓器次級相電壓實現(xiàn)了五電平的效果，等效開關(guān)頻率可以達到22.0 kHz；在直流電壓400 ～ 700 V變化時，輸出交流電壓在半個工頻周期內(nèi)調(diào)整完畢；帶額定阻感負載和35%的非線性負載時，輸出電壓總諧波畸變率分別為1.71%和3.85%.

圖12 新型拓撲不同負載工況下實驗波形Fig.12 Experimental waveforms of novel topology under different load conditions

圖13 新型拓撲實驗波形傅里葉分析Fig.13 Fourier analysis on experimental waveforms of novel topology

根據(jù)表2、圖14和圖15的測試結(jié)果可知：與傳統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)相比，新型拓撲聲學(xué)噪聲可以降低8 dBA；振動噪聲除了極少數(shù)頻點外，大部分頻段振級都比較低；共模電磁噪聲在開關(guān)頻率處降低了15.8 dB；同時，原理樣機在閉式水冷 + 輔助風(fēng)冷散熱情況下，體積功率密度達到136 kW/m3，質(zhì)量功率密度達到116 kW/t，整機效率達到93.5%.

表2 聲學(xué)噪聲測試值Tab.2 Test values of acoustic noise

圖14 振動噪聲頻譜及限值線Fig.14 Spectrum and limit line of vibration noise

圖15 共模電磁噪聲頻譜Fig.15 Spectrum of common-mode electromagnetic noise

6 結(jié) 論

本文提出了一種新型三相二重化逆變器拓撲，采用多重化技術(shù)降低了裝置的聲學(xué)噪聲和振動噪聲，減小了隔振降噪設(shè)備的體積質(zhì)量；采用載波移相技術(shù)降低了裝置的共模電磁噪聲，降低了EMI濾波器的體積質(zhì)量，采用磁集成技術(shù)和立體卷鐵芯結(jié)構(gòu)減小了隔離變壓器和輸出濾波電感的體積質(zhì)量，通過這些措施，使得該拓撲結(jié)構(gòu)具有效率高、可靠性高、功率密度高、噪聲低的特點.