王培隆，曹文權(quán)

（中國人民解放軍陸軍工程大學，江蘇 南京 210007）

0 引言

漸變槽線天線（Tapered Slot Antenna，TSA）是一種行波天線，最早由Lewis、Fassett 和Hunt[1]于1974 年提出，是一種典型的線極化端射天線。通常來說，漸變槽線天線具有剖面低、易集成、寬帶、易加工的特點，很適合作為毫米波頻段定波束陣列天線和寬帶掃描天線的陣元天線。

1979 年，Gibson 提出了一種槽線按照指數(shù)規(guī)律變化的槽縫天線[2]，并命名為Vivaldi 天線，其漸變規(guī)律符合比例變換原理，理論上可以實現(xiàn)非常大的帶寬。由于Vivaldi天線具有低剖面、高帶寬、高增益、方向圖穩(wěn)定和低交叉極化等特點，近幾十年來，在毫米波天線部署中得到了廣泛應用。

頻率掃描天線是指天線主波束指向隨工作頻率變化而發(fā)生變化的天線，其陣因子是工作頻率的函數(shù)[3-5]。提高天線的掃描范圍是頻率掃描天線的研究重點之一，根據(jù)對天線掃描原理的分析可知，提高單元相差能增大掃描覆蓋范圍[6-8]。單元相差由單元饋電相差和空間相差組成，引入慢波線以提高相位差，成為擴大天線掃描范圍的重要手段。彎折線是一種簡單有效的慢波線結(jié)構(gòu)，它通過延長天線單元間饋電距離以提高單元相差，從而展寬天線掃描角度。文獻[9]提出了一種耦合縫隙漏波天線，通過彎折線增大了單元相差，并通過縱向槽進行漏波輻射，其最大增益為15.5 dBi，掃描率達到 43.24°/GHz，且該天線增益平坦度較好，副瓣電平約為20 dB。文獻[10]提出了一種基于Vivaldi 天線單元的頻率掃描天線。該天線使用16 元Vivaldi 天線進行組陣，使用彎折線提高單元間饋電相差，結(jié)合使用3 dB 定向耦合器和平行線定向耦合器以提高增益穩(wěn)定性。該天線工作在X 頻段，波束掃描范圍在窄邊平面從-35°到+49°，最大增益為15 dBi。

彎折線可以提高天線掃描范圍，但是存在增大天線饋電網(wǎng)絡體積而影響小型化的固有問題。隨著新型人工電磁結(jié)構(gòu)的提出與發(fā)展，復合左右手結(jié)構(gòu)（Composite Right/Left-Handed，CRLH）成為頻率掃描天線中的重要研究內(nèi)容之一。2016 年，美國密歇根州韋恩州立大學的Salarkaleji 等人[11]提出了一種二維頻掃天線，其使用了復合左右手結(jié)構(gòu)同時作為饋電和輻射結(jié)構(gòu)，可以實現(xiàn)2D 掃描特性，掃描范圍覆蓋整個半球面，天線工作頻段為 3～6.2 GHz。文獻[12]將復合左右手結(jié)構(gòu)與基片集成波導結(jié)構(gòu)結(jié)合，設計并實現(xiàn)了一款圓極化頻率掃描天線，其掃描范圍達到102°，工作帶寬為7.35～10.15 GHz。文獻[13]也使用了復合左右手傳輸線作為漏波天線設計，實現(xiàn)了天線的前后向掃描。

然而，以上的研究重點大多聚焦于邊射頻率掃描天線，并且目前針對窄邊頻率掃描天線的研究還比較少。所謂窄邊頻率掃描天線，是指天線主波束平行于介質(zhì)所在平面，目前文獻[14]和文獻[15]中有針對性的研究，但是還不夠廣泛和深入。因為窄邊頻率掃描天線具有掃描平面特性，很適合作為艦載和機載設備的共形天線，因此具有一定的研究價值。

本文以共面Vivaldi 天線為陣元，以交趾結(jié)構(gòu)傳輸線作為饋電線，設計并加工了一款窄邊頻率掃描陣列天線。Vivaldi 天線提供了較高的前后比和阻抗匹配帶寬，并使用復合左右手傳輸線提高了天線掃描范圍、增強了天線平坦度。該天線工作帶寬為12～17.53 GHz，工作在Ku 頻段，天線窄邊掃描角度為42°。在整個帶寬范圍內(nèi)，饋電端口隔離度小于-22.27 dB，天線最大增益為16.54 dBi。

1 單元天線結(jié)構(gòu)分析

圖1 所示為共面Vivaldi 天線單元。天線沿xOy平面水平放置，天線輻射部分位于介質(zhì)上層，微帶饋電線位于介質(zhì)下層，開口槽指向+x方向，介質(zhì)板厚度為h，介質(zhì)板寬度和長度分別為wsub和lsub，槽線的起始點分別為P1(x1,y1)和P2(x2,y2)，耦合槽線寬度和長度分別為wslot和lslot，末端匹配圓孔半徑為r2，耦合微帶線寬度為wfeed1，長度為l1，末端扇形半徑為r3，扇形內(nèi)角為α，微帶饋線寬度為wfeed，長度為lfeed。介質(zhì)板使用Rogers DT/Duroid 5880，其相對介電常數(shù)為2.2，損耗角正切為0.000 9。h為介質(zhì)厚度。

圖1 天線單元結(jié)構(gòu)

根據(jù)工程經(jīng)驗，漸變槽線口徑最小值應為高頻波導波長的2%，最大值wsub應為低頻波導波長的1/2，并且槽線口徑長度應大于工作波長，這樣可以基本確定漸變槽線的參數(shù)取值。對于介質(zhì)厚度，通常遵循以下原則：

式中：h為介質(zhì)厚度；λg為天線波導波長；εr為介質(zhì)板相對介電常數(shù)。介質(zhì)板的厚度對Vivaldi 天線有著很大影響，當介質(zhì)板厚度大于0.03λg時，天線會出現(xiàn)較為明顯的表面波模式而影響輻射；當介質(zhì)板厚度小于0.005λg時，天線的電場分布定向性會變差，從而影響端射穩(wěn)定性。

根據(jù)以上分析，可以初步確定單元天線的取值范圍，并根據(jù)仿真軟件可以進行進一步優(yōu)化，具體參數(shù)將在下一節(jié)給出。

2 陣列天線結(jié)構(gòu)分析

以此天線單元作為天線陣列陣元，本文設計的天線陣列結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 天線陣列結(jié)構(gòu)

天線使用雙端口饋電，陣元間隔為d，介質(zhì)板寬度為w，長度為l，介質(zhì)使用Rogers DT/Duroid 5880，其相對介電常數(shù)為2.2，損耗角正切為0.000 9，厚度為0.508 mm。

該天線陣列中，饋電部分使用了復合左右手結(jié)構(gòu)來構(gòu)建慢波線，復合左右手結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中，線寬為wf，間距為wc，長度為lf。為了簡化設計過程，將間距和線寬設定為相同大小。

圖3 天線饋線交趾結(jié)構(gòu)

交趾結(jié)構(gòu)引入了左手電感和左手電容，其中，左手電感來自交趾枝節(jié)電感，左手電容來自交趾枝節(jié)間的電容效應，因此對阻抗匹配和天線方向圖都會帶來影響，而選擇適當?shù)闹?jié)長度lf可以實現(xiàn)比較好的阻抗匹配。圖4 給出了參數(shù)對比分析，可以看出，當枝節(jié)長度lf在5～6 mm 內(nèi)時，天線擁有比較好的阻抗匹配。因此，對lf在5～6 mm 內(nèi)的不同取值分別進行仿真，比較方向圖的差異，得出對比數(shù)據(jù)如表1 所示。從表1 中可以看出，lf為6 mm時可取得最好的天線性能。天線的其他參數(shù)經(jīng)過HFSS軟件進行進一步優(yōu)化，所有參數(shù)在表2中給出。

表1 天線性能隨變量lf 變化的情況

表2 基于lf天線單元的窄邊頻率掃描天線尺寸 mm

圖4 天線S 參數(shù)隨變量lf 變化的情況

對8 單元天線陣列進行仿真后，得出其S 參數(shù)如圖5所示，其相對帶寬可以達到37.45%（12～17.53 GHz），且在整個阻抗匹配帶寬范圍內(nèi)，S12均能在-22.27 dB 以下，說明1 端口的輸入功率絕大部分能通過串聯(lián)陣列輻射出去，且直接傳導到2 端口的功率比較低，說明1、2 端口的隔離度是比較好的。圖6 給出了天線在xOy平面上不同頻率下的增益曲線，其掃描角度為-20°～+22°，最大增益為16.54 dBi，最小增益為13.21 dBi。此外，在12～17 GHz 頻帶范圍內(nèi)，方向圖峰值增益能保持在3 dB 范圍內(nèi)，保證了較好的增益穩(wěn)定性；在17～17.5 GHz 范圍內(nèi)出現(xiàn)了一定程度的增益下降，這是由于在此范圍內(nèi)，隨著頻率的增大，逐漸出現(xiàn)了阻抗失配，導致天線輻射增益降低。

圖5 天線仿真S 參數(shù)

圖6 天線在xOy 平面上不同頻率下的增益曲線

為了驗證天線的主要輻射能量沿著窄邊平面輻射，而不是在天線介質(zhì)板的垂直平面呈環(huán)狀分布，圖7 給出了天線在不同頻率下的3D 方向圖。其中，φ角所在平面即xOy面為天線介質(zhì)板所在平面，當phi=0 時，指向+x方向，θ角所在平面為xOz面，為天線介質(zhì)板法線所在平面。從天線方向圖可以看出，天線輻射能量集中在xOy面，天線主瓣沿φ角從后向到前向掃描。此外，從天線方向圖還可以看出，通過優(yōu)化天線陣元間距和傳輸線參數(shù)，可以使天線的旁瓣電平降低。

圖7 天線在3D 平面上不同頻率下的方向圖

對于陣列天線來說，天線的最大增益和輻射效率與陣元數(shù)量息息相關。為了驗證最合理的陣元數(shù)量n，分別對n=4,8,12,16 的元陣列進行了仿真，并對結(jié)果進行了對比。其中，S參數(shù)的仿真比較結(jié)果如圖8 所示，從圖中可以看出，S11參數(shù)隨單元數(shù)量變化不明顯，阻抗匹配帶寬較為穩(wěn)定；S12參數(shù)隨著天線單元數(shù)量增加呈現(xiàn)遞減趨勢，即1、2 端口的隔離度在逐漸增強。關于這一變化趨勢，可以用行波天線的理論進行定性分析。行波天線是一種邊傳輸邊輻射的天線，隨著天線輻射部分的數(shù)量增加，天線饋線中傳輸?shù)碾姶挪ū惠椛涑鋈サ臄?shù)量越來越多；因此，從1 端口傳輸?shù)? 端口的能量也就呈現(xiàn)遞減趨勢，即表示1、2 端口的隔離度逐漸 增強。

圖8 不同單元數(shù)量的天線的S 參數(shù)對比

但是，僅僅分析不同單元數(shù)量的天線的S參數(shù)是不夠的。增加單元數(shù)量是為了盡可能多地輻射電磁波能量，從而提高天線峰值增益。因此，要對不同單元數(shù)量的天線的峰值增益進行對比，從而確定合適的單元數(shù)量，對比結(jié)果如圖9 所示。如圖9（d）所示，隨著單元數(shù)量增加，天線的輻射峰值增益呈遞增趨勢；但是在單元數(shù)大于8 后，增長的速度明顯放緩，而且增益穩(wěn)定性也在變差。這是由于隨著單元數(shù)量增加，沿行波方向串聯(lián)的各輻射單元的電場模值差異性逐漸變大，導致疊加的輻射波形主瓣變窄，但是增益的差值也在變大?？梢?，性能并不是隨著單元數(shù)量的增加而線性變好。

圖9 天線在不同單元數(shù)量下的方向圖

為了直觀地觀察單元數(shù)量不同導致的天線性能差異，對不同單元數(shù)量的天線在15 GHz 下的電場分布進行了仿真，結(jié)果如圖10 所示，圖中分別給出了4 元、8 元、12 元、16 元天線的電場分布。從圖10 中可以看出，從12 元天線開始，電場主要分布在前8 個天線單元，后面幾個單元的電場值與前8 個單元差異明顯，說明電磁場能量主要是通過前8 個單元輻射出去的，耦合到后幾個單元的能量較少，實際發(fā)揮的作用并不明顯。

圖10 天線電場分布

綜上，根據(jù)峰值增益對比和電場分布的直觀比較，將天線單元數(shù)量設定為8。

3 天線測試與討論

對天線尺寸進行優(yōu)化，進行了實物加工，天線實物如圖11 所示。天線表面金屬使用18 μm厚銅箔，并經(jīng)過抗氧化處理，天線整體尺寸為6λ0×3.75λ0×0.025 4λ0=120×75×0.508 mm，其中，λ0為中心頻點15 GHz 處自由空間波長。將實測結(jié)果與仿真結(jié)果進行了對比。

圖11 基于交趾饋電線的窄邊頻掃天線實物

圖12 給出了陣列天線仿真與實測的反射系數(shù)曲線，其中實線為仿真結(jié)果，虛線為實測結(jié)果。兩個結(jié)果具有相同的變化趨勢，但是有一定的頻率漂移，這主要是由同軸接頭和焊接損耗引起的。實測阻抗匹配帶寬為12.05～17.35 GHz，與仿真結(jié)果12～17.53 GHz 基本一致，誤差在合理范圍內(nèi)。

圖12 窄邊頻掃天線仿真與實測的反射系數(shù)曲線

在微波暗室中對天線進行測試，其在xOy平面的掃描方向圖如圖13 所示，圖中虛線為實測結(jié)果，實線為仿真結(jié)果。從圖中可以看出，二者具有比較好的一致性，實測天線的旁瓣和后瓣均有一定的提升，這主要是由測試環(huán)境和測試設備誤差引起的，在可接受范圍內(nèi)。實測掃描范圍為-20°至+20°，與仿真結(jié)果基本一致。此外，實測結(jié)果與仿真結(jié)果相比，各端點增益平均降低了0.4 dB，其原因主要是連接線纜存在損耗及焊接點和饋電接頭無法實現(xiàn)絕對匹配，但誤差沒有超出合理限度。通過實測，驗證了所設計的窄邊頻掃天線具有寬工作帶寬和高增益的特性。

圖13 窄邊頻掃天線仿真與測試方向圖

4 結(jié)語

本文以共面Vivaldi 天線作為天線陣元，使用CRLH 饋線進行饋電，構(gòu)建了一款線極化寬帶窄邊頻率掃描天線，實現(xiàn)了天線的高增益和高端口隔離度。該天線具有37.45%的相對帶寬，最低增益為13.21 dBi，最高增益為16.54 dBi。最后，對天線模型進行了加工和測試，天線的測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合得較好，出現(xiàn)的數(shù)值差異是由加工誤差和焊接損耗導致的，并且誤差在可接受范圍內(nèi)。該天線在定位、導航等領域具有一定潛在應用價值。