張 亮, 陳 輝, 張昭建, 王曉戈, 王永良,*

(1. 空軍預(yù)警學(xué)院預(yù)警技術(shù)系, 湖北 武漢 430019; 2. 中國(guó)人民解放軍94326部隊(duì), 山東 濟(jì)南 250000)

0 引 言

雷達(dá)作為現(xiàn)代武器系統(tǒng)的重要組成部分,為應(yīng)對(duì)復(fù)雜電磁環(huán)境下的有源干擾威脅,需要具備較強(qiáng)的反偵察、抗干擾能力。為取得對(duì)抗優(yōu)勢(shì)[1],雷達(dá)系統(tǒng)抗干擾設(shè)計(jì)需要解決兩個(gè)問(wèn)題:一是如何避免干擾信號(hào)進(jìn)入雷達(dá)系統(tǒng);二是干擾信號(hào)已進(jìn)入雷達(dá),如何剔除干擾。對(duì)于第一個(gè)問(wèn)題,通常采取參數(shù)捷變的方法,增大干擾機(jī)對(duì)雷達(dá)參數(shù)的偵收難度,降低干擾信號(hào)進(jìn)入雷達(dá)系統(tǒng)概率;對(duì)于第二個(gè)問(wèn)題,主要利用目標(biāo)回波與干擾信號(hào)特征差異,空、時(shí)、頻域抑制干擾信號(hào)。雷達(dá)典型參數(shù)捷變措施包括頻率捷變、重頻捷變、波形捷變等[2]。但受雷達(dá)天線(xiàn)架構(gòu)、信號(hào)處理、指標(biāo)要求等諸多限制,雷達(dá)載頻、重頻捷變范圍通常較為有限。而近年來(lái)對(duì)雷達(dá)波形捷變的優(yōu)化設(shè)計(jì)[3-4]成為一個(gè)重要的研究方向,較好地解決了雷達(dá)反工作模式偵察[5]、抗主瓣干擾[6-7]、距離旁瓣抑制[8]、射頻隱身[9]、改善跟蹤精度[10]等諸多難題,同時(shí)衍生出多輸入多輸出(multiple input multiple output, MIMO)雷達(dá)[11]、波形分集陣列雷達(dá)[12]、認(rèn)知雷達(dá)[13]等新體制。雷達(dá)波形捷變雖然是一種有效的干擾對(duì)抗方法,但具體應(yīng)用中需要解決波形捷變與雷達(dá)體制兼容性問(wèn)題,其中以波形捷變相參積累最為關(guān)鍵。針對(duì)該問(wèn)題,文獻(xiàn)[14]設(shè)計(jì)了一種隨機(jī)初始相位調(diào)頻斜率捷變線(xiàn)性調(diào)頻(linear frequency modulation, LFM)波形,用以對(duì)抗距離假目標(biāo)干擾,但文獻(xiàn)[14]未明確捷變波形時(shí)寬與帶寬,而這些參數(shù)與相參處理關(guān)系密切。文獻(xiàn)[15]提出利用變脈寬調(diào)頻斜率捷變LFM波形,對(duì)抗針對(duì)合成孔徑雷達(dá)的欺騙干擾,然后脈寬的變化會(huì)影響脈壓后的目標(biāo)峰值,成像效果不理想。針對(duì)該問(wèn)題,文獻(xiàn)[16]設(shè)計(jì)了一種變帶寬調(diào)頻斜率捷變LFM,該波形不存在上述問(wèn)題,但由于波形脈寬固定,反偵察效果不佳。上述研究的側(cè)重點(diǎn)是干擾抑制,對(duì)波形的低截獲、相參性研究還不夠深入,另外,目標(biāo)高速運(yùn)動(dòng)容易出現(xiàn)跨距離門(mén)問(wèn)題,文中同樣未考慮。Keystone變換(Keystone transform, KT)是一種常用的雷達(dá)目標(biāo)距離走動(dòng)校正方法[17],標(biāo)準(zhǔn)的KT包含兩個(gè)核心環(huán)節(jié),即模糊數(shù)補(bǔ)償和慢時(shí)間的時(shí)間尺度(time-scaling, TS)[18],由于需要搜索目標(biāo)速度模糊數(shù),搜索區(qū)間的擴(kuò)大會(huì)導(dǎo)致計(jì)算量成倍增加,因此亟待尋求一種無(wú)需模糊數(shù)補(bǔ)償?shù)腒T實(shí)現(xiàn)方法。

針對(duì)上述問(wèn)題,提出基于非標(biāo)準(zhǔn)KT的波形捷變雷達(dá)相參積累算法。首先,對(duì)脈壓后回波沿快時(shí)間進(jìn)行傅里葉變換;其次,計(jì)算非零頻(快時(shí)間頻率)慢時(shí)間回波與零頻慢時(shí)間回波尺度互相關(guān)函數(shù),估計(jì)對(duì)應(yīng)的尺度因子;再次,沿慢時(shí)間對(duì)回波進(jìn)行TS,其中的尺度因子由前面估計(jì)的尺度因子取倒數(shù)得到;然后,對(duì)TS后的回波沿快時(shí)間進(jìn)行傅里葉逆變換,完成目標(biāo)距離走動(dòng)校正;最后,對(duì)目標(biāo)距離走動(dòng)校正后的回波沿慢時(shí)間進(jìn)行傅里葉變換,實(shí)現(xiàn)相參積累。另外,利用TS操作,設(shè)計(jì)了一種脈寬、帶寬同時(shí)捷變低截獲LFM波形,該波形不僅與相參體制雷達(dá)具有較好的兼容性,還可以實(shí)現(xiàn)目標(biāo)距離不展寬旁瓣抑制。

1 雷達(dá)脈間捷變波形

雷達(dá)捷變波形有多種,設(shè)雷達(dá)發(fā)射基準(zhǔn)波形為x(t),本文利用TS設(shè)計(jì)脈間捷變波形,即

(1)

式中:y(t)為脈間捷變波形;TSα[·]為T(mén)S表示符號(hào);α∈R+為尺度因子(scale ratio, SR),不同的α對(duì)應(yīng)不同波形。設(shè)x(t)、y(t)的傅里葉變換分別為X(f)、Y(f),根據(jù)傅里葉變換尺度特性可知

(2)

雷達(dá)波形設(shè)計(jì)中通常基于實(shí)際的應(yīng)用需求確定,常用波形主要包括線(xiàn)性調(diào)頻、非LFM(non-LFM, NLFM)以及相位編碼信號(hào)等。設(shè)基準(zhǔn)波形為L(zhǎng)FM脈沖信號(hào),可表示為

(3)

式中:T為脈寬;k=B/T為調(diào)頻斜率;B為帶寬。當(dāng)TB?1時(shí),s1(t)頻譜可近似為

(4)

設(shè)雷達(dá)捷變波形s2(t)=TSα[s1(t)],即

(5)

根據(jù)式(2)可知:

(6)

易知s2(t)帶寬為aB,很明顯,為滿(mǎn)足采樣定理,上述波形設(shè)計(jì)中應(yīng)確保α取值介于0到fs/B之間,fs為采樣頻率。分析捷變波形s2(t)經(jīng)雷達(dá)匹配濾波輸出結(jié)果,首先以s2(t)為匹配信號(hào),對(duì)s2(t)進(jìn)行頻域匹配濾波,容易得到匹配輸出信號(hào)為

(7)

式中:F-1[·]為逆快速傅里葉變換(inverse fast Fourier transform, IFFT)表示符號(hào)?？梢钥闯?s2(t)匹配輸出信號(hào)近似為辛格函數(shù),第1級(jí)零點(diǎn)寬度為2/(αB),峰值均為T(mén),與尺度因子α無(wú)關(guān),說(shuō)明該波形具有固定壓縮比特點(diǎn),即脈壓后目標(biāo)峰值相同,便于后續(xù)的相參積累。下面再以s1(t)為匹配信號(hào)對(duì)s2(t)進(jìn)行匹配濾波,當(dāng)α>1時(shí),可得

(8)

式(8)近似為L(zhǎng)FM信號(hào),時(shí)寬約為T(mén)(α2-1)/α2。同理,當(dāng)α<1時(shí),可得

(9)

式(9)時(shí)寬約為T(mén)(1-α2)/α?？梢钥闯?該捷變LFM波形非完全的正交信號(hào),不適用于正交波形應(yīng)用場(chǎng)景,下節(jié)將介紹該波形捷變條件下的雷達(dá)相參積累原理。

2 波形捷變雷達(dá)相參積累原理

設(shè)雷達(dá)發(fā)射式(5)脈間捷變LFM波形,雷達(dá)接收射頻回波經(jīng)下變頻處理,目標(biāo)回波基帶信號(hào)可表示為

sr(t,tm)=σs2[t-2R(tm)/c]exp(-i4πf0R(tm)/c)

(10)

式中:t為快時(shí)間;tm為慢時(shí)間;σ為反射系數(shù);R(tm)=R0-vttm為目標(biāo)與雷達(dá)徑向距離函數(shù);R0為目標(biāo)初始距離;vt為徑向速度;c為光速;f0為載頻。設(shè)相參積累個(gè)數(shù)為M,脈沖重復(fù)間隔(pulse repetition interval, PRI)為T(mén)r,對(duì)于固定PRI,慢時(shí)間可表示成離散形式,即tm=mTr(m=0,1,…,M-1)。對(duì)式(10)進(jìn)行脈沖壓縮,忽略反射系數(shù)σ,結(jié)合式(7)可得脈壓后的回波為

ys(t,tm)=

(11)

當(dāng)vt(M-1)Tr大于雷達(dá)1個(gè)距離單元時(shí),目標(biāo)出現(xiàn)距離走動(dòng),與雷達(dá)波形不捷變時(shí)情況相同。類(lèi)似于捷變頻雷達(dá)中的頻率調(diào)制碼字,式(11)中包含一個(gè)由雷達(dá)方設(shè)定與慢時(shí)間有關(guān)的變量α,下文記為α(tm)。設(shè)快時(shí)間頻率為f,目標(biāo)不模糊多普勒頻率為fd,速度模糊數(shù)F,脈沖重復(fù)頻率為fr,fr=1/Tr,頻域尺度因子為αf,αf=(f+f0)/f0,下面分析標(biāo)準(zhǔn)KT能否適用波形捷變雷達(dá)目標(biāo)距離走動(dòng)校正。將式(11)模型應(yīng)用于標(biāo)準(zhǔn)KT的步驟如下。

步驟 1對(duì)脈壓后回波沿快時(shí)間做傅里葉變換,得到

ys(f,tm)=exp(i2π[αf(fd+Ffr)]tm)·

(12)

步驟 2對(duì)ys(f,tm)沿慢時(shí)間進(jìn)行模糊數(shù)補(bǔ)償,得到

(13)

(14)

對(duì)于窄帶雷達(dá),頻域尺度因子αf介于1附近,式(14)可近似表示為

(15)

(16)

可以看出,校正后的目標(biāo)峰值位置相同,對(duì)式(16)進(jìn)行快速傅里葉變換(fast Fourier transform, FFT)不影響目標(biāo)的正常積累。步驟3中TS操作改變了信號(hào)時(shí)寬,為確保TS前后回波慢時(shí)間采樣點(diǎn)數(shù)相同,需對(duì)TS后回波時(shí)域補(bǔ)零(αf<1)或者截取(αf>1),為直觀(guān)顯示,圖1給出了回波截取補(bǔ)零示意圖(橫坐標(biāo)為快時(shí)間頻率,縱坐標(biāo)為慢時(shí)間),圖中紅色區(qū)域?yàn)闀r(shí)域待截取回波部分,綠色區(qū)域?yàn)檠a(bǔ)零部分,最左側(cè)圖之所以為梯形是因?yàn)槭?5)雷達(dá)捷變波形帶寬隨尺度因子而變化(圖中假設(shè)波形帶寬為線(xiàn)性變化)。

圖1 回波截取補(bǔ)零示意圖

上述分析可知,標(biāo)準(zhǔn)KT能夠適用波形捷變雷達(dá)目標(biāo)距離走動(dòng)校正,再利用FFT可實(shí)現(xiàn)相參積累。標(biāo)準(zhǔn)KT存在一個(gè)固有的缺點(diǎn),即需要估計(jì)目標(biāo)真實(shí)模糊數(shù),對(duì)于該問(wèn)題,現(xiàn)有方法是設(shè)定模糊數(shù)區(qū)間,根據(jù)相參積累后的目標(biāo)最大峰值搜索確定,搜索區(qū)間的擴(kuò)大會(huì)導(dǎo)致算法運(yùn)算量成倍增加。針對(duì)該問(wèn)題,本文提出一種無(wú)需模糊數(shù)補(bǔ)償?shù)腒T實(shí)現(xiàn)方法,在介紹所提方法前,首先引入一個(gè)基本概念,即尺度估計(jì)(scale-estimation, SE)。設(shè)連續(xù)信號(hào)u(t)=TSα1[v(t)],α1>0。所謂SE,即u(t)、v(t)均已知時(shí)對(duì)α1的估計(jì)。為估計(jì)α1,需計(jì)算u(t)、v(t)的尺度互相關(guān)函數(shù)(scale cross correlation function, SCCF):

(17)

(18)

x(f,tm)=exp{i2π[αf(fd+Ffr)]tm}

(19)

進(jìn)一步表示為

(20)

(21)

(22)

(23)

圖2 波形捷變雷達(dá)相參積累流程

3 基于梅林變換的尺度估計(jì)方法

所提非標(biāo)準(zhǔn)KT具體實(shí)現(xiàn)上有兩個(gè)問(wèn)題需要解決:一是如何計(jì)算回波SCCF;二是如何對(duì)慢時(shí)間回波進(jìn)行TS處理;對(duì)于第一個(gè)問(wèn)題,本文利用梅林變換(Mellin transform, MT)解決SCCF數(shù)值計(jì)算問(wèn)題,對(duì)于第二個(gè)問(wèn)題,同樣可利用MT實(shí)現(xiàn),也可以使用辛格插值、Chirp濾波、尺度傅里葉變換等方法[16],不做詳述。

3.1 MT與尺度變換

MT是一種積分變換,在艦船及語(yǔ)音信號(hào)識(shí)別、尺度濾波、尺度不變系統(tǒng)設(shè)計(jì)、圖像配準(zhǔn)、超聲波溫度補(bǔ)償?shù)阮I(lǐng)域應(yīng)用廣泛[19-20]。連續(xù)信號(hào)f(t)的MT定義為

(24)

式中:z=η+iμ為MT復(fù)自變量。MT最重要的性質(zhì)為尺度不變性(與傅里葉變換時(shí)移不變性相對(duì)應(yīng)),設(shè)連續(xù)信號(hào)h(t)=TSα[f(t)],其MT為

(25)

易知,當(dāng)η=0.5時(shí),|Mh(z)|=|Mf(z)|,TS前信號(hào)與TS后信號(hào)的MT包絡(luò)相同、相位不同,此時(shí)MT也稱(chēng)為尺度變換(scale transform, ST)。以此為基礎(chǔ),文獻(xiàn)[18]進(jìn)一步提出尺度卷積、尺度相關(guān)、平均尺度與帶寬、尺度能量密度、短時(shí)尺度變換、瞬時(shí)尺度、尺度不確定理論、聯(lián)合尺度表示等概念。連續(xù)信號(hào)f(t)的ST與逆ST(inverse ST, IST)定義為

(26)

(27)

式中:Df(c)為信號(hào)f(t)的ST;c為尺度;S[·]、S-1[·]分別為ST和IST表示符號(hào)。聯(lián)系式(25)可知

Dh(c)=exp(iclnα)Df(c)

(28)

計(jì)算式(28)中IST,得到

(29)

利用ST與IST能夠?qū)崿F(xiàn)TS操作,首先計(jì)算信號(hào)f(t)的ST得到Df(c),再進(jìn)行相位修正得到exp (iclnα)Df(c),最后計(jì)算exp (iclnα)Df(c)的IST,得到f(t)的TS后信號(hào)h(t)。

3.2 尺度互相關(guān)函數(shù)計(jì)算方法

本節(jié)利用ST給出SCCF數(shù)值計(jì)算方法,為方便分析,重寫(xiě)式(17)如下:

(30)

式中:Φuv(α)為連續(xù)信號(hào)u(t)、v(t)的SCCF。計(jì)算SCCF的ST,得到

(31)

容易得到

(32)

圖3 SE計(jì)算流程

(33)

(34)

ST、IST可分別利用FFT、IFFT快速實(shí)現(xiàn),其中,為得到FST,在計(jì)算FFT前需要對(duì)f(t)進(jìn)行指數(shù)采樣和幅度修正,而為得到IFST,計(jì)算IFFT后需要再進(jìn)行對(duì)數(shù)采樣和幅度修正。為計(jì)算SCCF需要進(jìn)行兩次FST、一次復(fù)數(shù)點(diǎn)乘和一次IFST,總共需要復(fù)乘次數(shù)為4NlnN+1.5(NlnN)·log2(NlnN),計(jì)算復(fù)雜度為O[(NlnN)log2(NlnN)]。

4 仿真結(jié)果與分析

4.1 基本參數(shù)設(shè)置

窄帶條件下,雷達(dá)載頻為0.5 GHz,脈沖重復(fù)頻率10 kHz,相參積累個(gè)數(shù)為128,雷達(dá)發(fā)射基準(zhǔn)LFM信號(hào)時(shí)寬20 μs,帶寬10 MHz,采樣頻率40 MHz,尺度因子等間隔取值,取值范圍為0.5～2,利用TS產(chǎn)生脈間捷變LFM波形;目標(biāo)初始距離6 km,徑向速度15.3 km/s,模糊數(shù)為10,不模糊速度300 m/s。為直觀(guān)顯示,圖4給出第1、32、64、96和128個(gè)脈沖重復(fù)周期雷達(dá)發(fā)射波形,不同重復(fù)周期雷達(dá)發(fā)射波形時(shí)寬、幅度均不相同,其中,第1個(gè)脈沖重復(fù)周期發(fā)射信號(hào)時(shí)寬最大(40 μs),第128個(gè)脈沖重復(fù)周期發(fā)射信號(hào)時(shí)寬最小(10 μs),分別對(duì)應(yīng)尺度因子0.5和2的情況。

圖4 雷達(dá)捷變LFM波形

4.2 可行性仿真分析

本節(jié)利用3個(gè)仿真試驗(yàn),分別對(duì)所設(shè)計(jì)脈間捷變LFM與相參雷達(dá)兼容性問(wèn)題、所提尺度互相關(guān)函數(shù)計(jì)算方法和波形捷變下的雷達(dá)相參積累算法可行性進(jìn)行驗(yàn)證。為顯示細(xì)節(jié),仿真回波中均不添加噪聲,第4.3節(jié)將進(jìn)行算法抗噪效能驗(yàn)證。

4.2.1 仿真試驗(yàn)1

本文提出一種新穎的脈間捷變波形設(shè)計(jì)方法,即對(duì)基準(zhǔn)波形進(jìn)行不同尺度因子下的TS操作,將TS后信號(hào)作為捷變波形。本節(jié)重點(diǎn)對(duì)該波形與相參雷達(dá)兼容性問(wèn)題以及對(duì)目標(biāo)的影響進(jìn)行仿真分析。設(shè)目標(biāo)速度模糊數(shù)為0,此時(shí)目標(biāo)未出現(xiàn)距離走動(dòng),雷達(dá)接收基帶回波如圖5(a)所示,受捷變波形影響,不同重復(fù)周期目標(biāo)回波時(shí)寬、幅度均不相同,利用當(dāng)前重復(fù)周期雷達(dá)信號(hào)對(duì)回波進(jìn)行脈沖壓縮,結(jié)果如圖5(b)所示,不同重復(fù)周期目標(biāo)峰值均解決于1(圖中已利用基準(zhǔn)波形對(duì)目標(biāo)幅度進(jìn)行了增益歸一化),利用FFT沿慢時(shí)間進(jìn)行相參積累,結(jié)果如圖5(c)所示,峰值搜索可得目標(biāo)初始距離為6 km,徑向速度為319 m/s,與仿真設(shè)置參數(shù)基本一致。進(jìn)一步分析捷變波形對(duì)目標(biāo)主副瓣影響,分別沿距離維、多普勒維對(duì)圖5(c)中的目標(biāo)進(jìn)行切割投影,圖6給出了雷達(dá)波形捷變與波形不捷變下目標(biāo)距離維、多普勒維主副瓣對(duì)比,當(dāng)雷達(dá)處于波形捷變狀態(tài)時(shí),所設(shè)計(jì)波形能夠確保目標(biāo)距離主瓣不展寬前提下,大幅降低距離旁瓣(旁瓣能量泄露至多普勒平面),而目標(biāo)多普勒維主、副瓣與正常不捷變狀態(tài)相差不大。

圖5 雷達(dá)波形捷變下的目標(biāo)回波

圖6 線(xiàn)性尺度因子下的目標(biāo)主副瓣對(duì)比

圖6仿真結(jié)果是基于線(xiàn)性尺度因子捷變波形,設(shè)尺度因子取值范圍、間隔同第4.1節(jié),雷達(dá)不同重復(fù)周期發(fā)射波形對(duì)應(yīng)的尺度因子在上述范圍中隨機(jī)選取,在此前提下,雷達(dá)波形捷變與波形不捷變下目標(biāo)距離維、多普勒維主副瓣對(duì)比如圖7所示。可以看出,波形捷變條件下的目標(biāo)距離旁瓣同樣更低,多普勒維旁瓣與正常不捷變狀態(tài)相差不大。

圖7 隨機(jī)尺度因子下目標(biāo)主副瓣對(duì)比

4.2.2 仿真試驗(yàn)2

本節(jié)對(duì)基于尺度變換的尺度互相關(guān)函數(shù)計(jì)算方法進(jìn)行驗(yàn)證。取雷達(dá)發(fā)射第1、128個(gè)捷變LFM信號(hào),分別命名為波形1和波形2,如圖8所示,計(jì)算其尺度變換結(jié)果如圖9所示,兩者包絡(luò)基本相同。根據(jù)尺度互相關(guān)函數(shù)實(shí)現(xiàn)流程,再計(jì)算基準(zhǔn)波形尺度變換,結(jié)果如圖10所示,包絡(luò)與捷變波形尺度變換包絡(luò)基本相同,反應(yīng)了尺度變換的尺度不變性。最后,分別計(jì)算波形1、波形2的尺度變換(共軛取反)與基準(zhǔn)波形尺度變換點(diǎn)積,通過(guò)逆尺度變換可得尺度互相關(guān)函數(shù),結(jié)果如圖11所示,峰值搜索可得波形1、波形2與基準(zhǔn)波形的尺度因子分別為0.5和2,與仿真設(shè)置參數(shù)一致。

圖9 捷變波形快速尺度變換

圖10 基準(zhǔn)波形快速尺度變換

圖11 SE結(jié)果

4.2.3 仿真試驗(yàn)3

圖12 脈沖壓縮后回波

圖13 回波快時(shí)間FFT及慢時(shí)間SE結(jié)果

圖14 距離走動(dòng)校正結(jié)果

最后,沿慢時(shí)間對(duì)距離走動(dòng)校正后的回波進(jìn)行FFT完成相參積累,結(jié)果如圖15所示,校正前目標(biāo)能量較弱,校正后目標(biāo)能量得到有效積累,峰值搜索可能目標(biāo)徑向距離為6 km,不模糊速度為319 m/s,與仿真參數(shù)基本一致,需要注意的是,由于算法缺乏模糊數(shù)補(bǔ)償環(huán)節(jié),無(wú)法得到目標(biāo)真實(shí)徑向速度。

圖15 回波相參積累結(jié)果

4.3 抗噪效能仿真分析

本節(jié)對(duì)比現(xiàn)有幾種KT實(shí)現(xiàn)方法,即辛格插值法[21]、Chirp濾波法[22]、線(xiàn)性調(diào)頻Z變換(chirp-z trarsform,CZT)+IFFT方法[23-24]、FFT插值法[25-26]以及基于MT的KT實(shí)現(xiàn)方法[17],對(duì)所提基于SE的非標(biāo)準(zhǔn)KT實(shí)現(xiàn)方法抗噪效能進(jìn)行驗(yàn)證。設(shè)信噪比(signal to noise ratio, SNR)取值-20～5 dB,間隔2 dB,其他參數(shù)同第4.1節(jié),運(yùn)行蒙特卡羅仿真500次,目標(biāo)檢測(cè)率(target detected ratio, TDR)隨SNR變化曲線(xiàn)如圖16(a)所示,將雷達(dá)載頻提升至1 GHz,其他參數(shù)不變,同樣運(yùn)行蒙特卡羅仿真500次,TDR隨SNR變化曲線(xiàn)如圖16(b)所示。

圖16 TDR隨SNR變化曲線(xiàn)

所提非標(biāo)準(zhǔn)KT抗噪性能明顯低于其他5種方法,分析原因是因?yàn)樵摲椒ㄒ髮?duì)非零頻慢時(shí)間信號(hào)進(jìn)行SE,然后再進(jìn)行時(shí)間尺度,由于缺乏峰值對(duì)比環(huán)節(jié),算法受噪聲影響更大。另外,5種標(biāo)準(zhǔn)KT實(shí)現(xiàn)方法需要對(duì)不同模糊數(shù)補(bǔ)償下的目標(biāo)峰值進(jìn)行比對(duì),實(shí)際上已利用了回波脈壓、相參積累增益[27-30]?？紤]到,所提方法無(wú)需搜索模糊數(shù),當(dāng)SNR較高時(shí)同樣具有一定的應(yīng)用價(jià)值。

5 結(jié) 論

針對(duì)波形捷變雷達(dá)相參積累問(wèn)題,提出非標(biāo)準(zhǔn)KT的波形捷變雷達(dá)相參積累算法。文中基于時(shí)間尺度操作,設(shè)計(jì)了一種新穎的脈間捷變LFM波形,不僅解決了與雷達(dá)體制兼容性問(wèn)題,還可在目標(biāo)主瓣不展寬的前提下有效抑制目標(biāo)距離旁瓣。另外,針對(duì)目標(biāo)高速運(yùn)動(dòng)容易出現(xiàn)的跨距離門(mén)問(wèn)題,提出非標(biāo)準(zhǔn)KT,與標(biāo)準(zhǔn)KT相比,非標(biāo)準(zhǔn)KT無(wú)需模糊數(shù)補(bǔ)償,可解決波形捷變雷達(dá)目標(biāo)距離走動(dòng)校正難題,缺點(diǎn)是對(duì)信噪比要求較高,無(wú)法得到目標(biāo)真實(shí)模糊數(shù)。