面向超聲刀能量發(fā)生器的嵌入式DSP控制系統(tǒng)設(shè)計

趙浩男，陳小紅，孫福佳，林曉佳，黃永國

（1.上海理工大學(xué) 材料與化學(xué)學(xué)院；2.上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院；3.上海理工大學(xué) 健康科學(xué)與工程學(xué)院，上海 200093）

0 引言

超聲刀又稱為超聲切割止血手術(shù)刀，作為一種新型外科能量器械在醫(yī)學(xué)領(lǐng)域已得到廣泛應(yīng)用［1-2］。在超聲刀設(shè)備運(yùn)行時，能量發(fā)生器通過產(chǎn)生正弦交流信號驅(qū)動超聲刀頭振動對人體組織進(jìn)行切割與止血［3］。目前，國產(chǎn)超聲刀設(shè)備的運(yùn)行穩(wěn)定性和切割效果與國外相比還存在一定差距。超聲刀能量發(fā)生器的控制系統(tǒng)具有人機(jī)交互、功率調(diào)節(jié)和智能控制功能，直接決定著超聲刀設(shè)備的響應(yīng)速度和運(yùn)行穩(wěn)定性。

以數(shù)字信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）作為控制系統(tǒng)的主控芯片，可充分利用其控制穩(wěn)定性強(qiáng)、運(yùn)算速度快的優(yōu)點(diǎn)，相比于采用馮·諾依曼架構(gòu)的微控制器（Microcontroller Unit，MCU），采用哈佛架構(gòu)的DSP 芯片工作效率更高，能夠滿足超聲刀設(shè)備對控制系統(tǒng)實時性和穩(wěn)定性的要求［4］。文獻(xiàn)［5］以DSP 為主控芯片設(shè)計一種變頻式超聲波電源，實現(xiàn)了快速、高精度的頻率跟蹤和功率控制，但未使用并行運(yùn)算加速器；文獻(xiàn)［6］以C8051F020 為主控芯片，設(shè)計了應(yīng)用于超聲手術(shù)刀的超聲波電源，并對其工作性能進(jìn)行了測試，但受限于主控芯片，其控制效率和實時響應(yīng)速度仍有一定提升空間；文獻(xiàn)［7］以異構(gòu)式FPGA芯片為主控芯片設(shè)計了超聲電源振幅控制系統(tǒng)，但其僅提供了控制設(shè)備啟動和停止的按鍵，未加入功能更加全面的人機(jī)交互系統(tǒng)。本文設(shè)計的超聲刀能量發(fā)生器控制系統(tǒng)采用恒定輸出電流的功率控制策略，調(diào)用控制率加速器（Control Law Accelerator，CLA）進(jìn)行算法加速運(yùn)算，并設(shè)計了人機(jī)交互系統(tǒng)，其具有控制效率高、工作穩(wěn)定性強(qiáng)、操作界面友好，并能夠?qū)崟r顯示系統(tǒng)參數(shù)等優(yōu)點(diǎn)。

1 框架設(shè)計

超聲刀在切割人體組織過程中，刀頭與組織的接觸面積、刀頭夾持的松緊程度、切割組織的狀態(tài)都會不斷變化，反映在電氣屬性上即為負(fù)載的變化。研究表明，在輸出電流恒定的條件下，超聲刀的切割和止血效果最好［6-7］。常見的功率控制模式有恒定功率模式、恒定電壓模式和恒定電流模式等。在恒定功率模式和恒定電壓模式下，負(fù)載的變化會導(dǎo)致輸出電流發(fā)生相應(yīng)變化，不能保證超聲刀振幅穩(wěn)定，工作效果不佳。因此，本控制系統(tǒng)設(shè)計了恒定輸出電流的功率控制策略，要求控制系統(tǒng)能夠根據(jù)反饋信息實時調(diào)控驅(qū)動信號，確保輸出電流的穩(wěn)定。為了便于醫(yī)護(hù)人員使用超聲刀切割不同人體組織時能夠快速切換能量發(fā)生器的工作檔位，并便捷地查看設(shè)備參數(shù)和工作狀態(tài)，本文設(shè)計了人機(jī)交互系統(tǒng)。

控制系統(tǒng)采用的DSP 主控芯片為德州儀器的TMS320F28377D，這是一款雙核微控制器，系統(tǒng)時鐘頻率為200 MHz，每個CPU 分別配備一個獨(dú)立編程的CLA。CLA 專用于浮點(diǎn)數(shù)運(yùn)算且與CPU 并行運(yùn)行，協(xié)同使用CPU和CLA 可以顯著提高控制系統(tǒng)的工作效率［8-9］。目前，國產(chǎn)DSP 芯片不斷涌現(xiàn)，如北京中科昊芯的HXS320F28335、湖南轂梁微電子的LSC335、湖南進(jìn)芯電子的AVP32F335等芯片，雖相較于TMS320F28377D 在系統(tǒng)時鐘頻率和運(yùn)算加速技術(shù)上仍存在一定不足，但隨著產(chǎn)品的迭代升級，未來有望實現(xiàn)進(jìn)口芯片的國產(chǎn)化替代。

如圖1 所示，能量發(fā)生器在硬件設(shè)計上包括驅(qū)動電路、供電電路、放大電路和反饋電路。在驅(qū)動電路中使用直接數(shù)字頻率合成（Direct Digital Frequency Synthesis，DDS）技術(shù)產(chǎn)生頻率可調(diào)的正弦驅(qū)動信號［10-11］，并將信號輸送至放大電路。供電電路采用同步BUCK 拓?fù)洌贒SP主控芯片輸出的高頻PWM 波控制下對輸入的48 V 直流電進(jìn)行DC-DC 降壓變換，為放大電路提供電壓可調(diào)的直流供電［12］。放大電路采用甲乙類變壓器耦合推挽功率放大拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，直流供電從兩路并聯(lián)輸入到耦合變壓器原邊的兩個繞組，經(jīng)過場效應(yīng)管后接地形成功率主回路。驅(qū)動電路產(chǎn)生的正弦激勵信號輸送到放大電路的場效應(yīng)管柵極，控制放大電路工作在線性放大狀態(tài)，將正弦激勵信號放大到變壓器副邊進(jìn)行輸出［13］。控制系統(tǒng)通過反饋電路對放大電路的電壓電流信號進(jìn)行采樣，結(jié)合實時采樣信息完成針對輸出信號的閉環(huán)運(yùn)行，并通過主控芯片的串行通信外設(shè)模塊和屏幕建立人機(jī)交互系統(tǒng)。

Fig.1 Block diagram of control system圖1 控制系統(tǒng)框圖

根據(jù)恒電流控制策略，共設(shè)置5 個檔位，每個檔位設(shè)置額定的輸出電流值。圖2 展示了系統(tǒng)的功率控制流程。在超聲刀運(yùn)行工作中，對實際輸出電流進(jìn)行采樣，每次采樣后調(diào)用CLA 任務(wù)進(jìn)行采樣結(jié)果的轉(zhuǎn)化和運(yùn)算并啟動PID 控制算法，根據(jù)輸出電流設(shè)定值與實際輸出值的誤差調(diào)控驅(qū)動信號的幅值大小，達(dá)到控制輸出電流穩(wěn)定的目標(biāo)。

Fig.2 Control flow of constant current mode圖2 恒電流模式控制流程

2 關(guān)鍵模塊

2.1 供電電路控制模塊

供電電路是系統(tǒng)的重要組成部分，決定著能量發(fā)生器輸出能量的穩(wěn)定性。如圖3 所示，在同步BUCK 電路中，兩路占空比可調(diào)的互補(bǔ)PWM 波分別控制Q1和Q2兩個場效應(yīng)管，為避免兩路場效應(yīng)管同時導(dǎo)通造成過大的沖擊電流燒毀器件，兩路互補(bǔ)的PWM 波必須設(shè)置死區(qū)時間［14-15］。DSP 主控芯片的增強(qiáng)脈寬調(diào)制器（Enhanced Pulse Width Modulator，ePWM）模塊可以同時產(chǎn)生多通道的PWM 波，每個通道包含A 和B 兩路輸出，使用兩路PWM 波即可完成對同步BUCK 電路的控制。

Fig.3 Basic topology of synchronous BUCK circuit圖3 同步BUCK電路基本拓?fù)?/p>

ePWM 模塊由8 個子模塊組成，生成所需的PWM 波要對時基、計數(shù)器比較、動作限定、死區(qū)發(fā)生器4 個子模塊進(jìn)行配置。首先配置時基子模塊的寄存器，用于控制PWM波的輸出頻率、相位偏移量以及時鐘頻率等參數(shù)。時基子模塊中的計數(shù)器共有3 種工作模式，分別為遞增計數(shù)、遞減計數(shù)和增減計數(shù)。為產(chǎn)生互補(bǔ)的PWM 波，應(yīng)將計數(shù)器設(shè)置為增減計數(shù)模式，此時PWM 波的輸出頻率計算方法如式（1）所示。

其中，TBPRD 為時基周期寄存器的值，其最小有效值為1。FTBCLK默認(rèn)為DSP 芯片系統(tǒng)時鐘頻率的二分頻，可通過時基控制寄存器進(jìn)行配置調(diào)整。

BUCK 電路工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下時，其開關(guān)頻率越高，電路中所需的電感值則越小，電感器件的尺寸即可以越小，開關(guān)噪聲頻率與超聲刀工作頻率之間的差值就會越大，濾波也會更加容易。但是隨著開關(guān)頻率的提高，電路的開關(guān)損耗也會增大，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率降低。結(jié)合硬件電路的實際需求，設(shè)置BUCK 電路的開關(guān)頻率為250 kHz。由式（1）可知，保持FTBCLK為默認(rèn)頻率，將TBPRD 的值設(shè)置為200時，PWM 波的輸出頻率即為250 kHz。

互補(bǔ)帶死區(qū)的PWM 波生成過程如圖4 所示。首先對計數(shù)器比較和動作限定兩個子模塊進(jìn)行配置，選擇產(chǎn)生兩路完全相同的PWM 波，設(shè)置初始占空比為25%，然后在死區(qū)子模塊對其中一路PWM 波的上升沿進(jìn)行延時，對另一路的下降沿延時后進(jìn)行翻轉(zhuǎn)，即可得到兩路互補(bǔ)且有死區(qū)延時的PWM 波輸出。

Fig.4 Schematic diagram of complementary band dead-time PWM wave generation圖4 互補(bǔ)帶死區(qū)PWM波生成示意圖

2.2 驅(qū)動信號控制模塊

目前主流超聲刀的工作頻率是55.5±5 kHz，超聲刀桿的磨損、切割組織的差異和工作溫度的變化都會造成換能器產(chǎn)生頻率漂移現(xiàn)象，當(dāng)能量發(fā)生器輸出的電信號頻率與換能器的機(jī)械諧振頻率保持一致時，超聲刀即可正常、穩(wěn)定工作。驅(qū)動信號是頻率可調(diào)且?guī)в幸欢ㄖ绷髌秒妷旱恼倚盘?，其中交流分量由現(xiàn)場可編程門陣列FPGA 芯片通過DDS技術(shù)產(chǎn)生。

超聲刀電路的驅(qū)動信號直接輸送到放大電路場效應(yīng)管的柵極，場效應(yīng)管是放大電路的核心器件，其工作狀態(tài)直接關(guān)系到能量轉(zhuǎn)化效率和系統(tǒng)功率損耗。場效應(yīng)管的導(dǎo)通電壓有一定閾值，超過該閾值時才會導(dǎo)通，該閾值電壓會受器件本身溫度的影響而發(fā)生變化。驅(qū)動信號的直流偏置電壓主要用于承載正弦激勵信號，使疊加而成的驅(qū)動信號在場效應(yīng)管閾值電壓上下浮動，讓放大電路工作在甲乙類放大狀態(tài)。為避免出現(xiàn)交越失真，在每個輸出信號周期內(nèi)，兩路場效應(yīng)管的導(dǎo)通時間都要大于半個周期。為降低功耗，場效應(yīng)管的關(guān)斷時間又要盡可能長，因此需要將驅(qū)動信號的直流偏置電壓設(shè)定為一個合適的值。同時，控制系統(tǒng)也要根據(jù)反饋信息實時調(diào)整驅(qū)動信號的幅值以達(dá)到恒電流輸出的目標(biāo)。在驅(qū)動電路中，采用兩個數(shù)模轉(zhuǎn)換器（Digital-to-Analog Converter，DAC）芯片控制驅(qū)動信號，其中一個DAC 負(fù)責(zé)為驅(qū)動信號提供直流偏置電壓，另一個負(fù)責(zé)調(diào)節(jié)驅(qū)動信號幅值。DSP 主控芯片與DAC 芯片之間的通信采用內(nèi)部集成電路（Inter-Integrated Circuit，IIC）總線協(xié)議。

IIC 總線是嵌入式系統(tǒng)常用的總線標(biāo)準(zhǔn)，具有總線數(shù)量少、調(diào)控簡單、可擴(kuò)展性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。IIC 通信中區(qū)分為主機(jī)和從機(jī)，在數(shù)據(jù)交互過程中僅使用兩條總線，一條為串行時鐘線（Serial Clock Line，SCL），為通信過程提供時鐘約束；另一條為雙向的串行數(shù)據(jù)線（Serial Data Line，SDA），在主機(jī)和從機(jī)設(shè)備間傳輸數(shù)據(jù)。通常有兩種方式建立IIC 總線通信，一種是配置DSP 主控芯片的IIC 模塊，其優(yōu)點(diǎn)是通信速度快、時鐘頻率靈活可調(diào)；另一種是使用芯片的通用輸入輸出（General Purpose Input/Output，GPIO）接口模擬SCL 和SDA，優(yōu)點(diǎn)是靈活度高、可移植性強(qiáng)。如圖5 所示，本設(shè)計為保證系統(tǒng)的響應(yīng)速度，通過DSP 主控芯片的IIC模塊直接控制兩個地址均為7位的DAC 芯片。

Fig.5 Schematic diagram of IIC communication connection of drive signal control module圖5 驅(qū)動信號控制模塊IIC通信連接示意圖

在驅(qū)動信號控制模塊程序中，首先使能相應(yīng)GPIO 的端口復(fù)用功能，使IO 口工作在IIC 模式下，之后配置IIC 模塊的寄存器，將IIC 模式寄存器中的模塊重置位設(shè)置為1，使能IIC 模塊功能。因DAC 芯片的地址為7 位，故需要將從機(jī)擴(kuò)展地址使能位設(shè)置為0，從機(jī)的具體地址要寫入IIC從機(jī)地址寄存器中。當(dāng)IIC 模塊同時控制多個從機(jī)設(shè)備時，在發(fā)送指令前應(yīng)根據(jù)控制對象的具體地址更改從機(jī)地址寄存器內(nèi)的數(shù)據(jù)。

2.3 反饋信號采樣模塊

控制系統(tǒng)的反饋信號包括電壓采樣信號和電流采樣信號。在滿足采樣定理的基礎(chǔ)上，如果不能保證采樣頻率為信號頻率的整數(shù)倍，就會出現(xiàn)樣本的多取或截斷，一般稱這種采樣為非整周期采樣。在超聲刀電路中，由于換能器的頻率漂移現(xiàn)象，會不可避免地引入非整周期采樣誤差，因此在計算采樣數(shù)據(jù)時需要運(yùn)用采樣算法來減小誤差。

在反饋電路中，控制系統(tǒng)使用最高支持20 MHz 時鐘頻率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital Converter，ADC）芯片對電壓和電流信號進(jìn)行采樣，通過主控芯片的串行外設(shè)接口（Serial Peripheral Interface，SPI）模塊控制ADC 芯片工作。

SPI 是一種串行全雙工通信方式，支持長度為1～16 位的串行數(shù)據(jù)流，優(yōu)點(diǎn)是通信速度快、擴(kuò)展性較強(qiáng)，常用于控制器之間或控制器與外設(shè)的通信。使用SPI通信的設(shè)備分為主機(jī)和從機(jī)，一個主機(jī)可控制多個從機(jī)設(shè)備。標(biāo)準(zhǔn)模式下SPI 通信過程共用到4 條總線，其中串行時鐘總線和兩條主從間的通信總線可由多個從機(jī)設(shè)備共用，而主從設(shè)備間的片選信號線必須獨(dú)立。DSP 主控芯片可以通過使用GPIO 模擬SPI接口的方法完成與ADC 芯片的通信，但通信速率較慢，無法完成高速的信號傳輸。因此，本設(shè)計中直接使用主控芯片的SPI 模塊。為保證數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆€(wěn)定性，實際傳輸中的時鐘速率不應(yīng)高于芯片支持的最高時鐘速率。

在配置SPI 模塊時，要在SPI 配置控制寄存器中設(shè)置傳輸數(shù)據(jù)的字符長度、時鐘極性和高速模式。如式（2）所示，SPI 通信的波特率由主控芯片的低速外設(shè)時鐘（Low-Speed Peripheral Clock，LSPCLK）和16 位的波特率寄存器SPIBRR 共同控制，其中LSPCLK 的默認(rèn)頻率為50 MHz，支持自定義調(diào)整。SPIBRR 寄存器的高9 位保留，低7 位有效，最小有效值為3?？芍贚SPCLK 的頻率確定后，SPI模塊的波特率共有27-3種選擇。

在SPI 通信協(xié)議中，每個時鐘周期傳輸一位數(shù)據(jù)。因此，SPI時鐘頻率FSPICLK在數(shù)值上與波特率相同。若不調(diào)整LSPCLK，F(xiàn)SPICLK最大為12.5 MHz，低于所使用ADC 芯片20 MHz 的時鐘頻率。為達(dá)到最大傳輸速率，可啟用SPI 高速傳輸模式，配置系統(tǒng)的低速外設(shè)時鐘分頻寄存器，將LSPCLK 的頻率調(diào)整為100 MHz，最后在SPIBRR 寄存器中寫入4，即可將FSPICLK設(shè)置為20 MHz。

2.4 人機(jī)交互模塊

為實現(xiàn)便捷的控制和參數(shù)顯示，本設(shè)計采用中顯SDWa070C03 串口觸摸屏作為人機(jī)交互設(shè)備。該屏幕的分辨率為800*480 像素，最高支持串口波特率為115 200 bps。串口屏幕采用變量驅(qū)動的方式運(yùn)行，其存儲空間可分為寄存器、變量存儲器和Flash 存儲器3 部分，屏幕上顯示的所有數(shù)字、字符和圖標(biāo)都可被定義為變量。使用VGUS 用戶圖形界面設(shè)計工具（Viewtech Graphical User Software）為變量分配存儲地址，并配置顯示格式。將定義的變量分為兩類，一類是超聲刀主板的控制變量，如擋位、音量等，此類變量數(shù)據(jù)由屏幕發(fā)送到主控芯片；另一類是需要實時更新的顯示變量，如電壓信號、電流信號、功率等，此類變量數(shù)據(jù)由主控芯片發(fā)送到屏幕。圖6 展示了人機(jī)交互系統(tǒng)中的部分用戶界面。

Fig.6 Design of user interface圖6 用戶界面設(shè)計

在使用VGUS 軟件開發(fā)屏幕功能的過程中，變量的地址分配極為重要。既要避免變量之間的干擾，又要分配合理以提高識別效率。在對串口屏進(jìn)行操作后，屏幕會按照特定格式發(fā)送一串由5 個數(shù)據(jù)塊組成的數(shù)據(jù)幀。數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)如表1所示。

Table 1 Data frame structure表1 數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)

在超聲刀硬件電路上，串口屏的通信接口與DSP 芯片具有串行通信接口（Serial Communication Interface，SCI）復(fù)用功能的GPIO 相連接，建立控制系統(tǒng)與串口屏的雙向通信。SCI 是一種雙線式異步串行端口，能夠?qū)崿F(xiàn)全雙工通信，多用于計算機(jī)、控制芯片、串口屏之間的通信，可與其他MCU 中的通用異步收發(fā)傳輸器（Universal Asynchronous Receiver/Transmitter，UART）相互兼容。在SCI 總線協(xié)議中，對傳輸過程的波特率要求較為嚴(yán)格。串口屏一般不支持波特率自適應(yīng)功能，在開發(fā)時必須設(shè)置固定的波特率，而主控芯片通過GPIO 模擬固定波特率的SCI 端口有一定難度，因此本設(shè)計直接使用主控芯片的SCI模塊。

在SCI模塊配置中，需要使能接收中斷，在中斷程序中及時處理接收緩存器中的數(shù)據(jù)，防止出現(xiàn)數(shù)據(jù)覆蓋問題而丟失數(shù)據(jù)，導(dǎo)致通信不能正常進(jìn)行。SCI 通信控制寄存器控制著數(shù)據(jù)的傳輸格式，如數(shù)據(jù)位長度、停止位以及奇偶校驗等，是必須配置的寄存器。DSP 芯片的SCI 模塊中配備了高位波特率寄存器和低位波特率寄存器，每個寄存器的低8 位有效，對兩者分別進(jìn)行配置后組成16 位的控制值，該控制值用BRR 表示。如式（3）所示，SCI 的通信波特率由LSPCLK 和BRR 共同決定。

BRR 的最小有效值為1，當(dāng)LSPCLK 的時鐘頻率調(diào)整為100 MHz 后，波特率共有216-1 種組合。在該時鐘頻率下，常用波特率的BRR 配置值及對應(yīng)誤差如表2所示。

Table 2 BRR configuration value and corresponding error of common baud rate表2 常用波特率BRR配置值及對應(yīng)誤差

在人機(jī)交互系統(tǒng)程序運(yùn)行時，主控芯片通過SCI 模塊的接收中斷函數(shù)處理接收到的屏幕控制指令。在中斷函數(shù)中，首先對數(shù)據(jù)幀頭進(jìn)行識別，識別通過后根據(jù)數(shù)據(jù)中的變量地址進(jìn)入相應(yīng)的待執(zhí)行函數(shù)語句，然后讀取數(shù)據(jù)字節(jié)執(zhí)行相應(yīng)的程序命令。在DSP 主控芯片完成對反饋信號的采樣和運(yùn)算后，在程序中將運(yùn)算結(jié)果以數(shù)據(jù)幀的格式編碼，通過SCI模塊發(fā)送至屏幕上顯示。

2.5 控制率加速器

CLA 不同于一般的外設(shè)模塊，而是相當(dāng)于一個獨(dú)立的專用于浮點(diǎn)數(shù)運(yùn)算的CPU。CLA 的運(yùn)行程序要使用單獨(dú)的源文件編寫，在配置時，首先要通過鏈接器命令文件為其分配內(nèi)存，以儲存運(yùn)行在CLA 上的程序、變量數(shù)據(jù)以及CPU 與CLA 交互的數(shù)據(jù)。相比于CPU，CLA 可以直接讀寫的內(nèi)存范圍較小，因此CLA 中運(yùn)行的程序不能直接調(diào)用其他源文件中的函數(shù)和變量。為了保證CPU 與CLA 的協(xié)調(diào)運(yùn)行，可使用pragma 關(guān)鍵字在特定的內(nèi)存地址中創(chuàng)建空間，定義用于兩者之間數(shù)據(jù)交互的變量。

CLA 的配置必須在主函數(shù)中進(jìn)行，配置完成后可通過外設(shè)或軟件觸發(fā)CLA 的任務(wù)函數(shù)，在完成任務(wù)后CLA 會向CPU 發(fā)送一個中斷請求，CPU 可提前使能CLA 的中斷功能，在中斷服務(wù)函數(shù)中及時處理相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。在使用C語言編寫CLA 代碼時，不支持全局變量和靜態(tài)局部變量的初始化。初始化CLA 中的全局變量有兩種方法，一是在主函數(shù)中定義可供CLA 訪問讀取的全局變量并初始化，之后在CLA 程序中使用extern 關(guān)鍵字進(jìn)行聲明；二是通過CLA的任務(wù)函數(shù)進(jìn)行初始化。在CLA 程序中最多支持編寫8個任務(wù)函數(shù)，可通過其中一個任務(wù)函數(shù)對定義的全局變量統(tǒng)一進(jìn)行初始化，以提高后續(xù)任務(wù)的工作效率。

在一般的MCU 控制系統(tǒng)中，信號采樣、數(shù)據(jù)運(yùn)算和調(diào)控工作都由CPU 獨(dú)自完成，這種控制方式會在較長時間內(nèi)占用CPU 的工作進(jìn)程，影響系統(tǒng)響應(yīng)速度。CLA 引入了并行處理功能和浮點(diǎn)運(yùn)算指令集，在數(shù)據(jù)計算和控制算法運(yùn)算上更加高效。因此，本設(shè)計通過CPU 與CLA 協(xié)同運(yùn)行的方式完成對輸出信號的閉環(huán)控制。如圖7 所示，CPU 通過控制ADC 芯片對電壓和電流信號進(jìn)行采樣，將采樣數(shù)據(jù)以變量形式存儲在CPU 和CLA 可共同讀取的內(nèi)存地址中，之后調(diào)用CLA 任務(wù)函數(shù)進(jìn)行采樣數(shù)據(jù)的量程轉(zhuǎn)換和數(shù)學(xué)運(yùn)算，將運(yùn)算結(jié)果和控制目標(biāo)值引入PID 控制算法。任務(wù)完成后，CLA 向CPU 發(fā)送中斷請求，由CPU 進(jìn)行后續(xù)調(diào)控操作。

Fig.7 Process comparison between CPU control only and CLA collaborative control enabled圖7 僅CPU控制與啟用CLA協(xié)同控制的進(jìn)程對比

3 實驗與調(diào)試

使用阻抗分析儀PV5205 對市場上的換能器設(shè)備進(jìn)行測量，在串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)附近，換能器的等效阻抗都在80 Ω 以內(nèi)。使用刀頭進(jìn)行夾持操作時，其等效阻抗會顯著增大。因此，對能量發(fā)生器控制系統(tǒng)進(jìn)行實驗測試時，選擇輸出負(fù)載范圍為50～200 Ω。圖8 是使用Tektronix MSO34示波器測量的負(fù)載為80 Ω 時的驅(qū)動信號與輸出信號波形，其中通道C1 為驅(qū)動信號，其峰—峰值為2.88 V，可計算出該信號的直流偏置電壓為5.84 V；通道C2 為輸出信號，其電壓有效值為17.4 V，峰—峰值為51.2 V，此時放大電路的信號增益約為12.5 dB。

Fig.8 Sinusoidal drive signal and output signal with DC bias圖8 帶直流偏置的正弦驅(qū)動信號與輸出信號

使用DSP 芯片的ePWM 模塊測試數(shù)據(jù)運(yùn)算與PID 控制代碼在CPU 和CLA 中的執(zhí)行速度，在運(yùn)算程序執(zhí)行前將PWM 波輸出設(shè)為高電平，在運(yùn)算結(jié)束后立刻將PWM 波拉低。PWM 波的高低電平轉(zhuǎn)換時間最多僅為25 ns，故可將高電平持續(xù)時間視為代碼實際運(yùn)行時間。圖9 是利用示波器對代碼運(yùn)算速度的測試結(jié)果。通道C1和通道C2分別是使用CPU 進(jìn)行32 個樣本數(shù)據(jù)的均方根值運(yùn)算與運(yùn)行PID 控制算法的運(yùn)行時間測試結(jié)果，通道C3 和通道C4 是調(diào)用CLA 進(jìn)行同樣運(yùn)算的運(yùn)行時間測試結(jié)果?？梢钥闯觯谶M(jìn)行數(shù)據(jù)運(yùn)算時，CLA 的計算時間相比于CPU 縮短了29.0%；在運(yùn)行PID 控制算法時，CLA 的運(yùn)算時間也縮短了26.8%。因此，協(xié)同使用CPU 和CLA 的控制策略不但可以減少CPU 的任務(wù)進(jìn)程，而且能夠顯著提高控制效率，加快系統(tǒng)響應(yīng)速度。

Fig.9 Comparison of data operation and PID control time between CPU and CLA圖9 CPU與CLA分別進(jìn)行數(shù)據(jù)運(yùn)算和PID控制的時間對比

在不同負(fù)載下對系統(tǒng)的恒電流控制效果進(jìn)行測試，設(shè)定輸出電流值為218 mA，驅(qū)動信號與輸出信號波形如圖10 所示。其中，通道C1 為驅(qū)動信號，通道C2 為輸出信號。因信號存在一定的噪聲，由示波器測量的峰—峰值會有一定誤差。

Fig.10 Waveform of driving signal and output signal in constant current mode圖10 恒電流模式下的驅(qū)動信號與輸出信號波形

將圖10 中的具體數(shù)據(jù)整理在表3 中，并對不同負(fù)載下的輸出電流有效值進(jìn)行計算。可以看出，在恒電流模式下，對于50～200 Ω 范圍內(nèi)的負(fù)載，能量發(fā)生器的輸出電流誤差在1%以內(nèi)。

Table 3 Parameters related to driving signal and output signal in constant current mode表3 恒電流模式下驅(qū)動信號與輸出信號相關(guān)參數(shù)

超聲刀能量發(fā)生器控制系統(tǒng)實驗平臺如圖11所示。

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一種面向超聲手術(shù)刀的嵌入式DSP 控制系統(tǒng)，并對其中的關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了較為詳細(xì)的介紹。控制系統(tǒng)以TMS320F28377D 為主控芯片，通過主控芯片的外設(shè)模塊控制超聲刀電路，產(chǎn)生了驅(qū)動超聲手術(shù)刀工作的正弦交流信號，并在CLA 中運(yùn)行采樣算法和PID 控制算法。閉環(huán)控制超聲刀系統(tǒng)工作在恒電流模式下，系統(tǒng)穩(wěn)定性強(qiáng)、響應(yīng)速度快。以串口觸摸屏作為人機(jī)交互設(shè)備，實現(xiàn)了通過屏幕控制超聲刀系統(tǒng)工作，并使電壓、電流、功率等參數(shù)在屏幕上實時顯示。超聲刀作為一種新型外科能量器械，相比于傳統(tǒng)外科手術(shù)器械具有很大優(yōu)勢，未來在外科手術(shù)中的應(yīng)用將會更加廣泛。因此，本文設(shè)計的超聲刀控制系統(tǒng)具有很強(qiáng)的實用性與較高的參考價值。